N-OFDM

Den aktuella versionen av sidan har ännu inte granskats av erfarna bidragsgivare och kan skilja sig väsentligt från versionen som granskades den 1 juni 2014; verifiering kräver 141 redigeringar .

N-OFDM ( Non-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) är en digital moduleringsmetod som använder många tätt placerade, icke-ortogonala frekvensunderbärvågor [1] [2] . Som i OFDM , moduleras varje underbärvåg med ett konventionellt moduleringsschema (t.ex. kvadraturamplitudmodulering).

Principen för underbärarplacering

N-OFDM-signalen bildas av harmoniska underbärvågor, som kan fördelas i frekvens både i lika intervall (i detta fall talar vi om ekvidistant placering av underbärvågor) och i olika frekvensintervall (icke-ekvidistant version av N-OFDM) . Med en ekvidistant frekvensfördelning är den totala bandbredden som upptas av N-OFDM-signalen uppdelad i underkanaler, vars bredd är , där är varaktigheten av signalsamplet, över vilket FFT- operationen utförs (symbolintervall). $N$ $\Delta f$ $\Delta F$ $N$ ${\displaystyle \Delta f<1/T_{s))$ $T_{s}$

Således, om vi skriver uttrycket för frekvensintervallet mellan underbärvågor som , kommer fallet att motsvara OFDM , och den ekvidistanta versionen av N-OFDM. $\Delta f=\alpha /T_{s}$ $\alpha=1$ $\alfa < 1$

Med icke-ekvidistant placering av underbärvågor, i det allmänna fallet, inom ett multifrekvenspaket, kan inte bara frekvensintervall kombineras utan även de som är inneboende i OFDM ( ) och till och med FDM ( ). Fördelen med icke-ekvidistant placering av underbärvågor är möjligheten till en signifikant minskning av estimeringsfelen för kvadraturkomponenterna för signalamplituderna jämfört med ett enhetligt frekvensintervall [1] [2] . $\Delta f_{i}<1/T_{s}$ $\Delta f_{i}=1/T_{s}$ $\Delta f_{i}>1/T_{s}$

Kort historia av N-OFDM-teorin

Prototypen för denna signalmoduleringsmetod var en metod för att mäta amplitud-frekvenskarakteristiken (AFC) för ett radiotekniksystem med hjälp av ett flerfrekvenssignalpaket, beskrivet i beskrivningen av Ryska federationens patent för uppfinning nr 2054684 [ 3] . I denna uppfinning användes en optimal uppskattning av amplituderna för var och en av övertonssignalerna, identisk med den som användes därefter för demodulering av N-OFDM-signaler. Den väsentliga skillnaden med denna metod var att frekvenserna för ingångsåtgärderna i det totala paketet av insignaler kan separeras med ett frekvensintervall som är mindre än Rayleighs upplösningsgräns (bredden på frekvenssvaret för frekvensfiltret).

År 2001, Slyusarem V.I. utvecklingen av N-OFDM-teorin [4] [5] [6] [7] inleddes . Denna vetenskapliga riktning var en generalisering av OFDM -teknologin och kännetecknas av super-Rayleigh-frekvenskomprimering av signaler med efterföljande signaldemodulering genom att optimalt lösa systemet med sannolikhetsekvationer med avseende på okända amplituduppskattningar.

Liknande verk utomlands dök upp första gången hösten 2003 [8] [9] [10] [11] [12] [13] . I detta fall används termerna NOFDM [14] , n-OFDM [15] , Spectrally Efficient FDM (SEFDM) [8] [16] etc, motsvarande N-OFDM, som i själva verket beskriver det kända från publikationer om N-OFDM [ 3] [4] [5] [6] [7] metoder för bildning och bearbetning av signaler som inte är ortogonala i frekvens, samt representerar deras vidareutveckling.

Fördelar med N-OFDM

Trots den ökade komplexiteten hos demodulerande N-OFDM-signaler jämfört med OFDM , ger övergången till icke-ortogonalt underbärvågsfrekvensavstånd ett antal fördelar:

högre spektral effektivitet för att minska signalbandbredden och förbättra den elektromagnetiska kompatibiliteten hos flera terminaler
adaptiv avstämning från frekvenskoncentrerad störning genom att ändra underbärvågens frekvensklassificeringar
möjligheten att ta hänsyn till dopplerförskjutningar av underbärvågsfrekvenser när man arbetar med abonnenter som rör sig med höga hastigheter
användning av olika frekvensplaner som en extra nyckel för att skydda information från obehörig åtkomst till kommunikationskanalen
minskning av toppfaktorn för flerfrekvenssignalblandningen

Metoder för bearbetning av N-OFDM-signaler

En idealiserad N-OFDM-sändare

N-OFDM-signalen är summan av en uppsättning icke-ortogonala underbärvågor [1] , på var och en av vilka data som sänds vid huvudfrekvensen moduleras oberoende med användning av en av moduleringstyperna (BPSK, QPSK, 8-PSK, QAM , etc.). Radiofrekvensbärvågen moduleras sedan med denna summasignal.

$s[n]$ är en seriell ström av binära siffror. Innan signalprocessorn (DSP) omvandlas denna ström först till N parallella strömmar, varefter var och en av dem mappas till en symbolström med hjälp av en fas (BPSK, QPSK, 8-PSK) eller amplitud-fas kvadraturmodulering (QAM) procedur. När man använder BPSK-modulering erhålls en ström av binära tal (1 och −1), med QPSK, 8-PSK, QAM - en ström av komplexa tal. Eftersom strömmarna är oberoende kan moduleringsmetoden och därför antalet bitar per symbol i varje ström vara olika. Därför kan olika strömmar ha olika bithastigheter. Till exempel är bandbredden på linjen 2400 baud (tecken per sekund), och den första strömmen fungerar med QPSK (2 bitar per symbol) och sänder 4800 bps, och den andra fungerar med QAM-16 (4 bitar per symbol) och sänder 9600 bps med.

Den digitala signalprocessorn (DSP) använder N samtidigt ankommande symboler, vilket skapar samma uppsättning komplexa sampel i tidsdomänen (tidsdomänsampel), motsvarande summan av spänningssampel av övertonssignaler som inte är ortogonala i frekvens. Därefter omvandlar digital-till-analog-omvandlare (DAC) de verkliga och imaginära komponenterna separat till analog form, varefter de modulerar RF-cosinusvågen respektive sinusformen. Dessa signaler summeras ytterligare och ger den sända signalen s(t) .

En idealiserad N-OFDM-mottagare

Mottagaren tar emot en signal r(t) , extraherar cosinus ( cos ) och sinus ( sin ) kvadraturkomponenter från den genom att multiplicera r(t) med och - och lågpassfilter som filtrerar bort svängningar i bandet runt . De resulterande signalerna digitaliseras sedan med användning av analog-till-digital-omvandlare (ADC), som utsätts för direkt snabb Fourier-transform (FFT). Detta resulterar i en N-OFDM-signal i frekvensdomänen. $\cos(2\pi f_{c}t)$ $\sin(2\pi f_{c}t)$ ${\displaystyle 2f_{c))$

Uppsättningen av N parallella dataströmmar matas till en symbolavkodare, som, med hjälp av en given algoritm, omvandlar den binära sekvensen till informationssymboler för fasmodulering (när de används i en BPSK, QPSK, 8-PSK-sändare) eller amplitud-fas kvadratur modulering (när den används i en QAM-sändare). Idealiskt erhålls en bitström som är lika med den bitström som sänds av sändaren.

Ortogonalisering av Gram-Schmidt och Löwdin

För demodulering av N-OFDM-signaler föreslogs det i [17] [18] att använda den klassiska Gram-Schmidt (GS) signalortogonaliseringsproceduren, som gör det möjligt att förvandla ett linjärt oberoende system av vektorer till ett ortonormalt. Nackdelen med detta tillvägagångssätt är en signifikant ökning av ortogonaliseringsfel med en ökning av antalet signalunderbärvågor i ett paket, speciellt med en minskning av deras frekvensseparation. Mer robust mot fel är Löwdin-ortogonaliseringsproceduren (Per-Olov Löwdin, LO) [17] . Som jämförelse, i Fig . [17] . BER-värdets beroende av interfrekvensintervallet för 16 och 32 underbärvågor under demodulering av N-OFDM-signaler med Gram-Schmidt- och Levdin-metoderna visas. Ett särdrag hos dessa ortogonaliseringsmetoder är behovet av amplitud-faskorrigering av signaler efter att ha utfört ortogonaliseringsproceduren, som är associerad med de åtföljande distorsionerna av motsvarande underbärvågsparametrar. Korrektionskoefficienterna kan beräknas från pilotsignalerna under förvärvsfasen.

Bearbetning av N-OFDM-signaler från ADC-sampel

Vid bearbetning av analog-till-digitalomvandlare (ADC) -sampel reduceras uppgiften att demodulera N-OFDM-signaler till att lösa ett ekvationssystem sammanställt från signalblandningsspänningssampel i förhållande till okända kvadraturkomponenter av underbärvågsamplituder.

N-OFDM-signaler med ADC - decimering [

Kärnan i detta bearbetningsalternativ är att före syntesen av frekvensfilter med användning av FFT- operationen på den mottagande sidan, decimeras informationsflödet av ytterligare grindning ( decimering ) av ADC- samplen (ackumulering enligt en viss lag i fasta tidsintervall med återställ) [5] [19] Motsvarande bearbetning av signalsamplingar, med hänsyn till heltalsvaraktigheten för stroben M ( decimeringsfaktor ), kan representeras som: [19]

y[n]=\sum _{k=0}^{M-1}x[nM+k]\ e^{-i2\pi fkT},n=0,1,..,N

där T är samplingsperioden för ADC (intervall mellan sampel). - ingångsavläsningar av signalspänningar före decimering , M - strobe-varaktighet, - mittfrekvens för N-OFDM-signalpaket. $x[nM+k]$ $f$

Om , då gäller och därför [19] $2\pi fkT=k\pi /2$ $e^{-i2\pi fkT}=1,e^{-i\pi /2},e^{-i\pi },...$

Re(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Re(x[nM+k])cos{k\pi /2}+Im(x[nM+ k] ])sin{k\pi /2})\,

Im(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Im(x[nM+k])cos{k\pi /2}-Re(x[nM+ k] ])sin{k\pi /2})\,

När vi får $Im(x[nM+k])=0$

Re(y[n])=x[nM]-x[nM+2]+x[nM+4]-...,

Im(y[n])=-x[nM+1]+x[nM+3]-x[nM+5]-...

Ytterligare syntes av FFT- filter utförs enligt proverna av signalblandningen som bildas som ett resultat av decimering [5] . Förutom att minska kraven på prestanda hos bearbetningsanordningar, gör denna decimering det möjligt att öka brusimmuniteten för mottagande kanaler genom att undertrycka signalmottagning utanför bandet med hjälp av decimatorns frekvenssvar . Dessutom gör läsning av decimering det möjligt att förenkla implementeringen av digital strålformningsutrustning vid användning av digitala antennuppsättningar för att ta emot N-OFDM-signaler , till exempel i ett MIMO -system .

Om du behöver bättre anti-aliasing-filtrering av ADC -avläsningar, bör du ersätta vektorn av viktkoefficienter i det specificerade uttrycket för decimeringsproceduren : $h[k]$

y[n]=\summa _{k=0}^{M-1}x[nM+k]h[k]\ e^{-i2\pi fkT},n=0,1,. .,N

Ett exempel på denna typ av viktbearbetning vid är decimering med en udda gate-varaktighet: [20] $2\pi fkT=k\pi /2$

Re(y[n])=-6[nM+1]+32x[nM+3]-52x[nM+5]+32x[nM+7]-6x[nM+9],

Im(y[n])=x[nM]-17x[nM+2]+46x[nM+4]-46x[nM+6]+17x[nM+8]-x[nM+10] .

Eftersom decimeringen av ADC - samplen åtföljs av en frekvensberoende parasitisk fasomkastning av alla underbärvågor, såväl som distorsionen av frekvenssvaret för FFT - filtren under demoduleringen av N-OFDM- signaler , kommer uppskattningarna av kvadraturkomponenterna för signalamplituderna bör korrigeras för att kompensera för de indikerade fas- och frekvensdistorsionerna. Liknande bearbetning med decimering av ADC- avläsningar kan tillämpas i fallet med OFDM , COFDM- signaler.

Demodulering av N-OFDM-signaler från FFT -filterutgångar

En detaljerad beskrivning av N-OFDM-demoduleringsproceduren efter syntesen av frekvensfilter med användning av FFT ges i beskrivningen av Ryska federationens patent för uppfinning nr 2054684 [3] .

Demodulering av N-OFDM-signaler utan FFT-filtersyntes

Om du vägrar att bilda FFT-filter är demodulering av N-OFDM-signaler möjlig med hjälp av korrelationsmetoden. Ett exempel av detta slag betraktas i verk av Makarov S. B., Zavyalov S. V. [21]

Demodulering av N-OFDM-signaler baserad på wavelet-filtrering

För att demodulera N-OFDM-signaler, som är en uppsättning harmoniska underbärvågor som inte är ortogonala i frekvens, kan wavelet- filtrering användas på den mottagande sidan. I det enklaste fallet kan detta vara ett system av wavelet-filter ortogonala i frekvens, syntetiserade på basis av wavelet-transformationer, vilket leder till ett frekvenssvar som beskrivs av analytiska funktioner [22] . Ett exempel på denna typ av wavelets är harmoniska skurar och Morlet wavelet [23] .

Varianter av N-OFDM-metoden

N-OFDM baserad på Hartley-basfunktioner

I denna version av N-OFDM bildas signaler på sändningssidan genom att modulera cas-funktioner enligt lagen om pulsamplitudmodulering (PAM) eller kvadraturamplitudmodulering (QAM). På den mottagande sidan, i processen för signaldemodulering, uppskattas amplituderna för var och en av cas-funktionerna med användning av maximum likelihood-metoden eller minsta kvadratmetoden [24] . I detta fall, för bearbetning, kan samplingar användas som följer tempot för ADC-samplingsperioden eller efter deras decimering. Hartley-funktionen används som decimerande funktion. [25]

I synnerhet, om och , så utförs decimeringen enligt uttrycket [25] $Im(x[nM+k])=0$ $2\pi fkT=k\pi /2$

Re(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Re(x[nM+k])cas{k\pi /2})\,

Im(y[n])=-\sum _{k=0}^{M-1}(Im(x[nM+k])cas{k\pi /2})\,

N-OFDM + MIMO

Fast-OFDM

År 2002 föreslog Izzat Darwazeh och MRD Rodrigues [26] metoden Fast-OFDM-datafrekvensmultiplexering (FOFDM), som använder ett frekvensunderbärvågsavstånd som är 2 gånger mindre än i fallet med OFDM. Denna omständighet tillåter oss att betrakta Fast-OFDM med en hög grad av villkorlighet som en mellanlänk mellan OFDM och N-OFDM.

Fast-OFDM-metoden är baserad på det faktum att den reella delen av korrelationskoefficienten för två komplexa underbärvågor är lika med noll om frekvensavståndet mellan underbärvågorna är en heltalsmultipel av 1/(2T) (T är ackumuleringsintervallet) (halvsymbolsintervall mellan underbärvågor.). Det är väsentligt att, trots dubbelfrekvensmultiplexeringen jämfört med OFDM, signalerna fortfarande förblir ortogonala mot varandra. På fig. spektrumet för ett signalpaket med 32 underbärvågor illustreras i fallet med OFDM- och Fast-OFDM-moduleringar [17] . Det bör särskilt noteras att när frekvensmultiplexeringen ökar, minskar nivån av signalemission utanför bandet.

Det är dock viktigt att notera att vinsten i spektral effektivitet i förhållande till OFDM i fallet med Fast-OFDM endast är möjlig när man använder den verkliga representationen av signaler och endimensionella (riktiga) moduleringsscheman - BPSK eller M-ary FRÅGA. Annars kan informationen som sänds med hjälp av Fast-OFDM-signaler inte återställas på den mottagande sidan.

En sådan betydande brist hindrade dock inte författarna till denna metod från att fortsätta studera dess kapacitet [27] [28] [29] och föra utvecklingen av motsvarande teori till experimentella demonstrationer i fiberoptiska dataöverföringssystem [30] [ 31] [32] Till exempel faktum [32] dataöverföring med 20 Gigabit/s med 4-ASK F-OFDM-modulering över fiberoptisk kabel över en sträcka av 840 km. I detta fall, för frekvensvalet av underbärvågor, istället för FFT, används en diskret cosinustransform. Med hänsyn till analysen av egenskaperna hos Fast-OFDM verkar en radikal övergång till superupplösning i spektralområdet vara mer lovande, vilket gör det möjligt att placera signalfrekvenser tätare, vilket gör dem icke-ortogonala mot varandra.

FBMC

FBMC _ _ _ _ _

Tyvärr valdes metodens namn inte särskilt väl, eftersom det inte tillåter en entydigt att bedöma essensen av metoden: till exempel faller OFDM , som använder en snabb Fourier-transform (FFT) filterbank, också under denna definition .

Faktum är att FBMC-tekniken som presenteras i utländska publikationer är baserad på användningen i sändnings- och mottagningssegmenten av en extra filtrering med hög frekvensselektivitet jämfört med den snabba Fouriertransformen . Detta gör att du avsevärt kan undertrycka strålning utanför bandet, samt öka den spektrala effektiviteten för en flerfrekvenssignal och brusimmuniteten för kommunikationskanaler. Den mest använda ytterligare filtreringen är genom viktad summering av svaren från flera FFT-filter, till exempel genom ett Hamming-viktfönster.

I publicerade arbeten om FBMC-metoden används ofta frekvensavståndet mellan underbärvågor som är karakteristiskt för OFDM [34] [35] . Samtidigt, i fallet med FBMC, ligger skillnaden i en avsevärt reducerad nivå av out-of-band-mottagning.

Men i likhet med Fast-OFDM-metoden, i fallet med FBMC, kan frekvensmultiplexering av kanaler motsvarande ett halvsymbolsintervall mellan underbärvågor [36] också erhållas . Detta faktum gör att vi kan klassificera FBMC med en viss grad av konventionalitet som en klass av metoder med icke-ortogonala frekvenssignaler (Non-Ortogonal Waveform).

Ett av de första ryskspråkiga verken om analys av den utländska versionen av FBMC-metoden presenterades i maj 2012 vid den allryska vetenskapliga och tekniska konferensen för studenter, doktorander och unga forskare "Scientific Session TUSUR-2012" på Tomsk State University of Control Systems and Radioelectronics (TUSUR) [37]

Historien om FBMC - metoden kommer från arbeten som ägnas åt att lösa problemet med att undertrycka sidoloberna för frekvenssvaret för filter syntetiserade baserat på den snabba Fouriertransformen . I detta fall, till skillnad från FBMC-metoden, undertrycktes sidoloberna för frekvenssvaret inte för varje FFT-filter, utan för hela deras bank som helhet. En av de första publikationerna av detta slag var avhandlingen av Eric Phillip Lawrey [38] , där man, för att undertrycka sidolober, föreslog att man skulle använda preliminär digital filtrering av OFDM -signalsampel erhållna från ADC-utgången, baserad på FIR-filter med viktningskoefficienter motsvarande kända vikt "fönster" såväl som "fönster" som föreslagits av Lawrey själv.

I utvecklingen av detta tillvägagångssätt föreslogs idén att syntetisera en frekvensfilterbank i mottagningssegmentet med hjälp av viktad summering av FFT-filtersvar, liknande FBMC, i april 2004 [39] . I detta fall användes ytterligare filtrering av flerfrekvenssignaler innan Fouriertransformen utfördes för att undertrycka sidoloberna för frekvenssvaret för frekvensfiltren. För detta användes en viktad summering av svaren från tre frekvensdecimatorfilter, syntetiserade med den snabba Fouriertransformen :

w={\frac {U_{1}+\beta U_{2}+U_{3}}{\beta }}

där , , är de initiala svaren för Fouriertransformen, är resultatet av den fönsterförsedda transformationen, motsvarar Hann (Hanning)-fönstret, - till Hamming- fönstret [2] [39] . Implementeringen av den specificerade viktningen utförs i det glidande fönsterläget på uppsättningen av svar från Fouriertransformen. $U_{1}$ $U_{2}$ $U_{3}$ $w$ $\beta=2$ $\beta =0.53836/0.23082$

Eftersom det enligt vissa lagar för viktad summering av FFT-filtersvar (Hamming, Hanning (Hanna), etc.), är möjligt att analytiskt beskriva förändringslagen i frekvenssvaret för de resulterande filtren som bildar filtreringsbanken, intervallet mellan underbärvågor kan ställas in på mindre än hälften av symbolintervallet. Som ett resultat kommer det att finnas en hybrid av N-OFDM och FBMC-teknologi ( N-OFDM+FBMC ).

För närvarande är generaliseringar av FBMC kända, med hänsyn tagen till användningen av MIMO -principen ( FBMC + MIMO ).

En variant av FBMC är användningen av wavelet -filtrering av de mottagna N-OFDM-signalerna [22] .

GFDM

GFDM ( Engelska Generalized Frequency Division Multiplexing ) - en generaliserad metod för frekvensdiskret multiplexing

N-OFDM+UFMC

UFMC ( eng. universal filter multi-carrier ) är en universell filtreringsteknik för flera underbärare. Tillhandahåller filtrering av grupper av ortogonala underbärvågor i sändaren för att minska strålning utanför bandet och minska skyddsintervallet mellan intilliggande datakanaler [40] [41] .

UFMC kan tillämpas i fallet med N-OFDM-signaler förutom att filtrera enskilda underbärvågsgrupper i mottagaren [40] .

Relevansen av N-OFDM-teorin

Kommunikation

N-OFDM-metoden ansågs vara en prototyp av den tekniska basen för 5G -kommunikationsnätverk , vars fysiska skikt var planerat att implementeras på icke-ortogonala signaler (Methodology for 5G Physical Layer Based on Non-ortogonal Waveforms). Det europeiska projektet för att standardisera behandlingen av icke-ortogonala signaler för 5G-nätverk har fått namnet 5GNOW (5th Generation Non-Orthogonal Waveforms). Projektwebbplats http://www.5gnow.eu/ . Varianter av den icke-ortogonala klassen av signaler FBMC, GFDM, etc. ansågs vara kandidater för standardisering.

Radar

N-OFDM-signaler kan användas för att lösa radarproblem, inklusive i integrerade radarkommunikationssystem baserade på MIMO -teknik [42] .

Anteckningar

↑ 1 2 3 Slyusar, Vadim. Icke-ortogonala frekvensmultiplexeringssignaler (N-OFDM). Del 1. . Teknik och kommunikationsmedel. - 2013. - Nr 5. S. 61 - 65. (2013). Datum för åtkomst: 31 maj 2014. Arkiverad från originalet den 6 april 2016. (obestämd)
↑ 1 2 3 Slyusar, Vadim. Icke-ortogonala frekvensmultiplexeringssignaler (N-OFDM). Del 2. . Teknik och kommunikationsmedel. - 2013. - Nr 6. C. 60 - 65. (2013). Hämtad 31 maj 2014. Arkiverad från originalet 19 juni 2018. (obestämd)
↑ 1 2 3 Slyusar, V.I. Ryska federationens patent nr 2054684, G01R23/16. Metod för att mäta amplitud-frekvenskarakteristika. - 1992. . Publicerad 20.02.96, Bull. nr 5. (1992). Hämtad 8 augusti 2017. Arkiverad från originalet 8 augusti 2017. (obestämd)
↑ 1 2 Sliusar, Vadym Ivanovych; Smoliar Viktor Hryhorovych. Klappa. of Ukraine nr 47835 A. IPС8 H04J1/00, H04L5/00. Metod för frekvensdelningsmultiplexering av Nsrrow-bandsinformationskanaler. . Appl. nr 2001106761, Prioritetsdata 03.10.2001. - Officiell publikationsdata 15.07.2002, officiell bulletin nr 7. (2002). Tillträdesdatum: 31 maj 2014. Arkiverad från originalet 4 mars 2016. (obestämd)
↑ 1 2 3 4 Sliusar, Vadym Ivanovych; Smoliar Viktor Hryhorovych, Stepanets Anatolii Mykhailovych, Sliusar Ihor Ivanovych. Klappa. av Ukraina nr 47918 A. IPС8 H04J1/00, H04L5/00. Metod för frekvensdelningsmultiplexering av Nsrrow-bandsinformationskanaler. . Appl. nr 2001117512, Prioritetsdata 2001-11-05. - Officiell publikationsdata 15.07.2002, officiell bulletin nr 7 (2002). Tillträdesdatum: 31 maj 2014. Arkiverad från originalet 4 mars 2016. (obestämd)
↑ 1 2 Slyusar, V.I., Smolyar V.G. Frekvensmultiplexering av kommunikationskanaler baserad på super-Rayleigh-upplösning av signaler. . Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronik - 2003. - Volym 46, nr 7. C. 30 - 39. (2003). Hämtad 31 maj 2014. Arkiverad från originalet 29 augusti 2018. (obestämd)
↑ 1 2 Slyusar, V.I., Smolyar V.G. Metod för icke-ortogonal diskret frekvensmodulering av signaler för smalbandiga kommunikationskanaler. . Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronik - 2004. - Volym 47, nr 4. C. 53 - 59. (2004). Hämtad 31 maj 2014. Arkiverad från originalet 29 augusti 2018. (obestämd)
↑ 1 2 M. R.D. Rodrigues och I. Darwazeh. A Spectrally Efficient Frequency Division Multiplexing Based Communications System.// InOWo'03, 8th International OFDM-Workshop, Proceedings, Hamburg, DE, 24-25 september 2003. - https://www.researchgate.net/publication/309373002 Arkiverad kopia daterad 1 november 2018 på Wayback Machine
↑ Masanori Hamamura, Shinichi Tachikawa. Förbättring av bandbreddseffektivitet för system med flera operatörer. //15:e IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, vol. 1, okt. 2004, sid. 48 - 52.
↑ Li. DB En högspektral effektivitetsteknik och metod för överlappande frekvensdelningsmultiplexering [P]. 2006, PCT/CN2006/002012 (på kinesiska)
↑ Xing Yang, Wenbao Ait, Tianping Shuait, Daoben Li. En snabb avkodningsalgoritm för icke-ortogonala frekvensdelningsmultiplexande signaler // Kommunikation och nätverk i Kina, 2007. CHINACOM '07. — 22-24 aug. 2007.- S. 595-598.
↑ I. Kanaras, A. Chorti, M. Rodrigues och I. Darwazeh, "En kombinerad MMSE-ML-detektion för en spektralt effektiv icke ortogonal FDM-signal," i Broadband Communications, Networks and Systems, 2008. BROADNETS 2008. 5th International Konferens den sept. 2008, sid. 421-425.
↑ I. Kanaras, A. Chorti, M. Rodrigues och I. Darwazeh, "Spektralt effektiva FDM-signaler: Bandbreddsförstärkning på bekostnad av mottagarens komplexitet," i IEEE International Conference on Communications, 2009. ICC '09., juni 2009 , sid. 1 −6.
↑ Bharadwaj, S., Nithin Krishna, BM; Sutharshun, V.; Sudheesh, P.; Jayakumar, M. Low Complexity Detection Scheme för NOFDM-system baserat på ML-detektion över hypersfärer.//Devices and Communications (ICDeCom), 2011 års internationella konferens om. — 24—25 febr. 2011. - Sid. 1-5.
↑ Ahmad, Norulhusna; S-Yusof, S. Kamilah; Fisal. Norsheila; Anwar, Khoirul; Matsumoto, Tad. Mjuk-feedback MMSE-utjämning för Nonorthogonal Frequency Division Multiplexing (n-OFDM) Signal Detection.// 2012 Internationell ITG Workshop om Smart Antennas (WSA). — 2012-03-07. — P.p. 248-255. — https://dspace.jaist.ac.jp/dspace/bitstream/10119/10532/1/17698.pdf Arkiverad 7 augusti 2017 på Wayback Machine .
↑ Safa Isam A Ahmed. Spectrally Efficiency FDM Communication Signals and Transceivers: Design, Mathematical Modeling and System Optimization.//En avhandling inlämnad för doktorsexamen. — Forskningsgruppen för kommunikation och informationssystem Institutionen för elektronik- och elektroteknik University College London. — Oktober 2011.- http://discovery.ucl.ac.uk/1335609/1/1335609.pdf Arkiverad 2 november 2018 på Wayback Machine
↑ 1 2 3 4 5 Darwazeh Izzat. En ny titt på Frequency Division Multiplexing; Fungerar under ortogonalitetsgränsen.//The 2nd IET International Conference on Wireless, Mobile & Multimedia Networks (ICWMMN 2008). - Peking, Kina. - okt. 12-15, 2008.
↑ Ioannis D. Kanaras. Spektralt effektiva flerbärarkommunikationssystem: signaldetektering, matematisk modellering och optimering. En avhandling inlämnad för filosofie doktorsexamen. - Forskningsgruppen för kommunikation och informationssystem, Institutionen för elektronik- och elektroteknik, University College London. - Juni 2010. - 214 sid. - http://discovery.ucl.ac.uk/766544/1/766544.pdf Arkiverad 2 november 2018 på Wayback Machine .
↑ 1 2 3 Slyusar V. I. Syntes av algoritmer för att mäta omfånget av M källor med ytterligare grindning av ADC-avläsningar.// Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronik - 1996. - Volym 39, nr 5. - C. 55 - 62 .
↑ Slyusar V.I., Zhivilo E.A. Digital filtrering som motsvarar en tandem kvadraturdecimator. //VI International Scientific and Technical Symposium "New Technologies in Telecommunications" (GUIKT-Karpaty '2013), 21 - 25 januari 2013. - Karpaty, Vyshkov. - C. 41 - 43. [https://web.archive. org /web/20160406103605/http://slyusar.kiev.ua/VYSHKIV_2013_2.pdf Arkiverad 6 april 2016 på Wayback Machine ]
↑ Makarov S. B., Zavyalov S. V. Förbättring av brusimmuniteten för koherent mottagning av icke-ortogonala flerfrekvenssignaler.//Vetenskapliga och tekniska uttalanden från St. Petersburg State Polytechnic University. Informatik. Telekommunikation. Kontrollera. — Nummer 2(193)/2014. - C.45 - 54 _
↑ 1 2 Slyusar V.I. Wavelet-koncept för N-OFDM-signaler. // II All-Ukrainian Scientific and Technical Conference "Problems of Infocommunication", Poltava - Kiev - Charkiv, 20-21 leaf fall, 2018 - C. 39-41. [1] Arkiverad 5 juli 2019 på Wayback Machine
↑ Arshakyan A.A. Larkin E.V. Frekvensegenskaper för filter som separerar harmoniska komponenter.// Proceedings of the Tula State University. Teknisk vetenskap. - 2012. [2]
↑ Vasiliev K. A. Potentiella gränser för frekvensmultiplexering av N-OFDM-signaler baserad på Hartley-transformen med kvadraturamplitudmodulering av frekvensbärare.// Control systems, navigation communication, 2008, issue 2(6). - S. 149 - 152.
↑ 1 2 Ukrainas patent för bruksmodell nr 41297. IPC (2006) G01S7 / 36, H03D13 / 00. En metod för ytterligare grindning av avläsningar av en analog-till-digital-omvandlare. // Slyusar V.I., Vasiliev K.A. - Ansökan om patent från Ukraina för en bruksmodell nr. U200900296 daterad 15.01.2009. - Patent publ. 12 maj 2009, bul. Nr 9. [3] Arkiverad 20 april 2016 på Wayback Machine
↑ MRD Rodrigues, Izzat Darwazeh. Fast OFDM: A Proposal for Double the Data Rate of OFDM Schemes.// International Conference on Communications, ICT 2002, Peking, Kina, juni 2002. - Pp. 484 - 487
↑ Dimitrios Karampatsis, MRD Rodrigues och Izzat Darwazeh. Implikationer av linjär fasspridning på OFDM- och Fast-OFDM-system.// London Communications Symposium 2002. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2002/LCS112.pdf Arkiverad 23 juli 2015 kl . Wayback- maskinen .
↑ D. Karampatsis och I. Darwazeh. Prestandajämförelse av OFDM- och FOFDM-kommunikationssystem i typiska GSM-flervägsmiljöer. // London Communications Symposium 2003 (LCS2003), London, Storbritannien, pp. 360 – 372. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2003/94.pdf Arkiverad 23 juli 2015 på Wayback Machine .
↑ K. Li och I. Darwazeh. Systemjämförelseprestanda för Fast-OFDM-system och överlappande DS-CDMA-system för flera bärare.// London Communications Symposium 2006. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2006/54.pdf Arkiverad kopia daterad 23 juli 2015 på Wayback Machine .
↑ E. Giacomidis, I. Tomkos och J.M. Tang. Prestanda för Optical Fast-OFDM i MMF-baserade länkar. // Optical Fiber Communication Conference and Exposition (OFC/NFOEC), 2011 och National Fiber Optic Engineers Conference. - 6-10 mars 2011.
↑ E. Giacomidis, SK Ibrahim, J. Zhao, JM Tang, AD Ellis och I. Tomkos. Experimentella och teoretiska undersökningar av intensitetsmodulering och direktdetektering optisk snabb-OFDM över MMF-länkar.// IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 24, nr. 1, 1 januari 2012. – S. 52-54.
↑ 1 2 Jian Zhao och Andrew Ellis. Överföring av 4-ASK optisk snabb OFDM med kromatisk dispersionskompensation.// IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 24, nr. 1, 1 januari 2012. – S. 34 - 36.
↑ Bellanger MG FBMC fysiskt lager: en primer / MG Bellanger et al. - Januari 2010.
↑ Farhang-Boroujeny B. OFDM Versus Filter Bank Multicarrier//IEEE Signal Processing M agazine.— 2011.— Vol. 28, nr 3.— S. 92—112.
↑ V. V. Vityazev, A. A. Ovinnikov. Metoder för analys/syntes av signaler i trådlösa kommunikationssystem med flera bärare.//Elektrokommunikation. - Nr 9, 2013. - S. 28-32.
↑ Behrouz Farhang-Boroujeny. Filter Bank Multicarrier för nästa generations kommunikationssystem.//Virginia Tech Symposium on Wireless Personal Communications. 2-4 juni 2010
↑ Balashova K. V., Lobanov N. A., Dolgikh D. A. Filterbank multicarrier modulator // Vetenskaplig session TUSUR-2012: mater. Vseros. sci.-tech. konf. studenter, doktorander och unga forskare "Scientific session TUSUR-2012", tillägnad 50-årsjubileet av TUSUR, 16–18 maj 2012. Tomsk, 2012. Del 2. S. 75–78.
↑ Eric Phillip Lawrey BE (Hons). Adaptiva tekniker för OFDM för flera användare. // Examensarbete för filosofie doktorsexamen i elektro- och datateknik. - School of Engineering, James Cook University. - December 2001. - http://www.skydsp.com/resources/OFDM_thesis_lawrey.PDF Arkiverad 5 mars 2016 på Wayback Machine
↑ 1 2 Slyusar V. I., Korolev N. A. Vashchenko P. A. En metod för att öka frekvensselektiviteten hos cellulära kommunikationssystem med användning av digital strålformning. // Sammandrag av ytterligare ХІV NTK. Del 1. - Zhytomyr: ZHVIRE. - 2004. - S. 77. [4] Arkivexemplar av 22 augusti 2021 på Wayback Machine
↑ 1 2 Slyusar V.I. Integration av N-OFDM och UFMC. // Proceedings of the IV International Scientific and Practical Conference "Information Security and Computer Technologies": sammandrag, 15 - 16 april 2021. - Kropyvnytskyi, 2021. - C. 48. - DOI: 10.13140 / RG.2.2.234786.4. [5] Arkiverad 22 augusti 2021 på Wayback Machine
↑ Grishin I.V., Kalinkina A.A. Genomgång av metoder för multifrekvenssignalmodulering i moderna trådlösa nätverk.//Informationsteknik och telekommunikation. - Volym 8, nr 2. - 2020. - C. 55 - 67.
↑ Minochkin A.I., Rudakov V.I., Slyusar V.I. Grunderna för militär-teknisk forskning. Teori och tillämpningar. Volym. 2. Syntes av informationsstöd för vapen och militär utrustning.//Ed. A.P. Kovtunenko // - Kiev: "Granmna" .. - 2012. - S. 7. [6] .

Litteratur

Minochkin A.I., Rudakov V.I., Slyusar V.I. Grunderna för militär-teknisk forskning. Teori och tillämpningar. Volym. 2. Syntes av informationsstöd för vapen och militär utrustning.//Ed. A.P. Kovtunenko // - Kiev: "Granmna" .. - 2012. - S. 7 - 98; 354 - 521. [7] .

Se även

Länkar

Slyusar Vadim Ivanovich, Nya matrisoperationer för digital signalbehandling
Europeiskt projekt 5GNOW (5th Generation Non-Orthogonal Waveforms)