Bas-emitterspänningsmultiplikator ( multiplikator Vbe ) är en elektronisk referensspänningskälla med två utgångar som är proportionell mot spänningen vid den framåtspända emitterövergången hos en bipolär transistor (Vbe). Den enklaste multiplikatorn Vbe består av en resistiv spänningsdelare , som ställer in multiplikationsfaktorn, och en bipolär transistor som styrs av den. När multiplikatorn Vbe är ansluten till en strömkälla, är spänningsfallet över multiplikatorn, liksom Vbe själv, komplementärt till den absoluta temperaturen : med ökande temperatur minskar det enligt en lag nära linjär. Vbe-multiplikatorn är ekvivalent med en kedja av framåtförspända halvledardioder , men i motsats till den kan multiplikationsfaktorn för transistorkretsen anta alla heltals- eller bråkvärden som är större än ett och kan justeras med ett avstämningsmotstånd .
Huvudfunktionen hos Vbe-multiplikatorn är temperaturstabilisering av slutsteg för effektförstärkare baserade på bipolära och MIS-transistorer . Multiplikatortransistorn, monterad på utgångstransistorernas kylfläns (eller direkt på utgångstransistorn eller integrerade kretschip), övervakar deras temperatur och justerar kontinuerligt förspänningen , vilket ställer in arbetspunkten för steget.
Den enklaste Vbe-multiplikatorn är ett nätverk med två terminaler som består av en bipolär transistor T1 som styrs av en spänningsdelare R1R2. Den interna resistansen i kretsen i vilken denna tvåterminalsenhet är ansluten måste vara tillräckligt stor för att begränsa kollektorströmmen T1 till en säker nivå; i praktiska kretsar ges strömmen genom multiplikatorn vanligtvis av strömkällan . Delarens resistans väljs tillräckligt lågt så att basströmmen för T1 som flyter genom R2 är mycket lägre än delningsströmmen. Under dessa förhållanden utsätts transistorn för negativ återkoppling, på grund av vilken kollektor-emitterspänningen T1 (Vce) sätts på en nivå som är proportionell mot spänningen vid dess emitterövergång (Vbe). Temperaturkoefficienten (TCC) Vce och det interna motståndet mellan kollektorn och emittern Rce följer samma förhållande:
Vce = k Vbe ; TKH (Vce) = dRce/dT = k dRbe/dT ≈ -2,2 k mV/K vid 300 K; Rce \u003d k (v t / I e ) , där multiplikationsfaktorn k = 1+R 2 /R 1 , och v t är temperaturpotentialen proportionell mot den absoluta temperaturen (för kisel vid 300 K är ungefär 26 mV) [1] [2] [3] .Strömspänningskarakteristiken (CV) för en idealiserad multiplikator Vbe sammanfaller med IV-karakteristiken för en transistor i en diodkoppling, sträckt [komm. 1] längs spänningsaxeln k gånger.
|
För användning i högkvalitativa effektförstärkare är den interna resistansen hos en enkel multiplikator Vbe oacceptabelt hög. De oundvikliga förändringarna i strömmen som flyter genom en sådan multiplikator förskjuter spänningen över den med tiotals mV; skiftning av arbetspunkten för slutsteget, optimerad för ett minimum av icke-linjär distorsion , med ett sådant värde ökar oundvikligen distorsionen [5] [4] . En enkel och effektiv lösning på detta problem är att inkludera ett motstånd R3 i kollektorkretsen T1, vars värde är lika med multiplikatorns inre resistans [6] . Till en första approximation faller hela felspänningen, proportionell mot kollektorströmmen, över detta motstånd; multiplikatorns utspänning, tagen från kollektorn och emittern T1 (Vce), beror inte längre på strömmen [6] . Den faktiska I–V-karaktäristiken för den förbättrade multiplikatorn Vbe har en icke-linjär, men mycket nära linjär karaktär. Med det optimala valet av R3 är utspänningen vid driftpunkten maximal, och med en förändring i strömmen minskar den något, minskar mjukt [4] . R3 kräver bara ett urval av erfarenhet, eftersom den interna resistansen hos en verklig transistor kan vara två eller flera gånger högre än den beräknade [7] .
Ett annat sätt att minska intern resistans är att använda ett komplementärt transistorpar med lokal återkoppling. Temperatursensorn i den är transistorn T1, vars ström är begränsad av värdet Vbe * R3. När detta tröskelvärde nås öppnas transistorn T2, vilket shuntar överströmmen runt T1 [8] . Kretsen kräver inte optimering av värdet på R3 (den beror bara på målvärdet för strömmen genom T1), minskar multiplikatorns inre resistans med en storleksordning över hela området av driftsströmmar och beror lite på strömförstärkningen för transistorerna [8] [9] . Dess huvudsakliga nackdelar är den oönskade komplikationen av en kritisk nod och sannolikheten för självexcitering , vilket är inneboende i alla kretsar med flerslingsåterkoppling [8] [10] . För att förhindra självexcitering är det vanligtvis tillräckligt att shunta multiplikatorns utgång med en kondensator; för garanterad stabilitet ingår ett ballastmotstånd på ca 50 ohm i serie med T2-sändaren. I detta fall ökar utgångsresistansen, men överstiger inte 2 ohm [10] .
Vid höga frekvenser minskar effektiviteten i återkopplingen runt transistorn , impedansen hos multiplikatorn Vbe ökar [7] . Till exempel, i en typisk 2N5511 transistormultiplikator (strömförstärkningsgränsfrekvens 100 MHz), är gränsfrekvensen över vilken multiplikatorresistansen blir induktiv 2,3 MHz [7] . För att neutralisera detta fenomen räcker det att shunta Vbe-multiplikatorn med en kapacitans på 0,1 μF (kapacitanser i intervallet 0,1 ... 10 μF används i praktiken) [7] .
|
Den stela kopplingen mellan utspänningen från den enklaste multiplikatorn Vbe och dess temperaturkoefficient kan brytas på flera sätt.
För att reducera TKN för tillräckligt stor k kopplas två enkla multiplikatorer Vbe i serie. Den totala spänningen för en sådan krets sätts lika med den erforderliga förspänningen, men endast en av transistorerna (T1) är installerad på utgångsstegets kylfläns. Den andra transistorn (T2), placerad på det tryckta kretskortet, övervakar lufttemperaturen i höljet och påverkar praktiskt taget inte driften av utgångstransistorerna.
Ett alternativt sätt att minska TCR vid stora k är att ersätta motståndet R2 med en seriekoppling av ett motstånd och en termiskt stabiliserad referensspänningskälla (ION), till exempel ett TL431- bandgap på ≈2,5 V. Det absoluta värdet av TCR bestäms fortfarande av spänningsdelaren R1R2, men spänningen vid terminalerna en sådan multiplikator är större än spänningen för den enklaste multiplikatorn Vbe, med värdet på ION-spänningen. I kretsar med litet k kan spänningsförstärkningen reduceras till de erforderliga värdena på flera hundra mV med hjälp av en separat spänningsdelare [11] . På samma sätt kan du öka TKN - för detta ingår spänningsförstärkningen i den nedre armen på delaren, mellan transistorns emitter och R1. Värdet på spänningsförstärkningen kan inte överstiga Ube (i praktiken används spänningar på 0 ... 400 mV), så delaren vid ION-utgången är obligatorisk [12] .
I lågspänningsmultiplikatorer med k=2…4 är spänningen vid multiplikatorns ingångsterminaler (1,3…3,0 V) inte tillräcklig för att driva en typisk integrerad ION för en spänning på 2,5 V. I sådana kretsar är ION:en drivs genom sitt eget uttag från kraftbussen, och ION-strömmen stabiliseras av en separat strömkälla eller genom att binda ( bootstrapping ) till utgången från en kraftfull kaskad [13] .
Den stora majoriteten [15] [16] av transistorljudfrekvenseffektförstärkare ( UMZCH ) är byggda enligt det modifierade Lin-schemat . Utgångssteget för en sådan UMZCH är en push-pull emitterföljare i AB- eller B-läge på komplementära bipolära transistorer eller en källföljare på komplementära MIS-transistorer med en horisontell eller vertikal kanal. Bipolära repeatrar består i praktiken vanligen av två eller tre seriekopplade strömförstärkningssteg, repeatrar på MIS-strukturer består av ett försteg (drivrutin) på bipolära transistorer och ett utgångs MIS-steg [17] [komm. 2] . I konstruktionerna av 1960-talet användes resistor-diod-kretsar för att ställa in och stabilisera viloströmmen i slutsteget; efter Arthur Baileys publicering i Wireless World i maj 1968 [18] [komm. 3] för detta ändamål, nästan utan alternativa, användes transistormultiplikatorer Vbe [19] . I en typisk UMZCH av detta slag ingår Vbe-multiplikatorn i utgångskretsen för spänningsförstärkningssteget (VEC), vars ström (ca 3 ... 10 mA) ställs in av strömkällan [20] [21 ] . Multiplikatortransistorn Vbe är monterad på utgångstransistorernas kylfläns och fungerar som en sensor : med en ökning av kylflänsens temperatur minskar dess egen Vbe, och med den spänningen vid multiplikatorterminalerna.
Konfigurationen av multiplikatorn Vbe beror först och främst på typen av utgångstransistorer, som bestämmer kraven för förspänningen Vcm och dess temperaturkoefficient (TKC):
Helst bör Vbe för en sensor kontinuerligt spåra Vbe för utgångstransistorerna, med en viss oundviklig förskjutning på grund av konstruktionens termiska motstånd . I verkliga kaskader på diskreta transistorer mäts tiden för att etablera termisk jämvikt i minuter eller tiotals minuter [27] [28] . Den är särskilt stor i den traditionella designen, när transistorsensorn är fäst vid utgångstransistorernas kylfläns. Transistorsensorn, fixerad direkt på kroppen av en kraftfull transistor, reagerar märkbart snabbare på temperaturskiftningar - med samma bult som fäster den kraftfulla transistorn till kylflänsen [29] [10] . Den kortaste inställningstiden, i storleksordningen en minut, är karakteristisk för kraftfulla transistorer med inbyggd temperatursensor [30] [komm. 5] . Utbudet av sådana enheter är för snävt; UMZCH-kretsar domineras fortfarande av konventionella, icke-avkännade transistorer [32] .
Vbe-multiplikatorn är en kritisk strukturell enhet för UMZCH: konstruktionsfel eller slumpmässiga multiplikatorfel kan med stor sannolikhet leda till katastrofal överhettning av utgångstransistorerna. Därför är i praktiken enkla multiplikatorkretsar baserade på en minimal uppsättning komponenter att föredra [8] . Den minst pålitliga komponenten i multiplikatorn - avstämningsmotståndet - bör placeras i den nedre armen av spänningsdelaren (mellan basen och emittern T1), så att när reglaget går sönder, minskar multiplikatorn snarare än ökar förspänningen och viloströmmen [33] .