Phonoscen

Den aktuella versionen av sidan har ännu inte granskats av erfarna bidragsgivare och kan skilja sig väsentligt från versionen som granskades den 16 oktober 2020; kontroller kräver 3 redigeringar .

Preamplifier-corrector , eller amplifier-corrector (UK) [1] , eller phono- equalizer  - en specialiserad elektronisk förstärkare för uppspelningsbanan för en grammofonskiva , som återställer det ursprungliga spektrumet för ljudsignalen inspelad på plattan och förstärker utspänningen på pickuphuvudet till en typisk linjeutgångsnivå - från 0,775  V ( 0 dBu ) i analog hushållsutrustning upp till 2 V ( 8 dBu ) i digital och sändningsutrustning [2]). Historiskt har inspelningsindustrin använt många olika spektrumförbetoningsscheman vid inspelning, och olika typer av kassetter har använts vid uppspelning . I praktiken är de allra flesta korrigerare utformade för att spela långspelade skivor inspelade med pre-distortion enligt RIAA-standarden , med .

Spänningen vid utgångarna av relativt mycket känsliga rörliga magnethuvuden ( eng.  moving magnet , MM) mäts i enheter av millivolt , och spänningen på de minst känsliga rörliga spolhuvudena ( eng.  moving coil , MS) är hundratals, och ibland tiotals mikrovolt . Till skillnad från digital ljudteknik kan spänningen för den användbara signalen vid utgången från pickuphuvudet överstiga den nominella nivån med flera gånger, och spänningen för högfrekvent interferens ("klick") - med en storleksordning . Dessa egenskaper hos signalen och höga krav på återgivningskvalitet har gjort designen av perfekta equalizers, tillsammans med designen av mikrofonförstärkare , till den svåraste uppgiften för ljudfrekvensförstärkarkretsar [3] . Samtidigt förstärker korrektorer, till skillnad från mikrofonförstärkare, inte bara svaga elektriska signaler, utan transformerar också deras spektrala sammansättning (frekvenskorrigering utförs) [4] . Inom ljudområdet når skillnaden mellan maximala och minimala förstärkningar 38,9 dB (1:88 i spänning), medan avvikelsen för amplitud-frekvenskarakteristiken från standarden, enligt 2000-talets designers, inte bör överstiga ± 0,1 dB (± 1,16 % spänning) .

Historisk översikt

1948 släppte Columbia Records de första långspelade , då fortfarande monofoniska skivorna, inspelade med ett proprietärt frekvensförbetoningsschema . Under de efterföljande åren släppte amerikanska konkurrenter ut på marknaden minst nio alternativa utjämningsalternativ; Formatkriget slutade med antagandet 1953-1954 av en industristandard som blev känd som RIAA-kurvan . Sedan 1956 har nästan alla nya inspelningar som publicerats i västländer producerats enligt denna standard.

Under de första efterkrigsdecennierna användes billiga och därför vanligare piezoelektriska pickuphuvuden [5] eller relativt dyra magnetiska huvuden för att spela långspelade skivor . Piezoelektriska huvuden hade ungefär hundra gånger större känslighet än magnethuvuden och krävde därför inga komplexa lågbrusförstärkare [5] . Den piezoelektriska pickupen var dock tvungen att ha en styv fjädring, och betydande nedåtkraft krävdes för att säkert hålla den i ljudspåret [6] . När man använde högkvalitativa nålar med liten spetsradie förstörde en sådan pickup snabbt rekordet, och relativt sparsamma nålar med stor spetsradie kunde inte spåra högfrekventa spårförskjutningar [6] . En annan dödlig nackdel med piezoelektriska huvuden var den ojämna amplitud-frekvensresponsen (AFC) [7] . Av dessa skäl har högkvalitativ utrustning alltid dominerats av magnethuvuden [8] ; i början av 1980-talet hade användningen av piezoelektriska huvuden praktiskt taget upphört [7] .

De oumbärliga "följeslagarna" av magnethuvuden av alla typer var förförstärkare-korrigerare, som ökade spänningen vid huvudets utgång och återställde det ursprungliga spektrumet för den inspelade signalen. Utvecklaren av RIAA-standarden, RCA , rekommenderade användningen av tvåstegs rörkorrektorer med passiv filtrering [9] . Två trioder med hög förstärkning gav tillräcklig känslighet (förstärkning på 45 dB vid en frekvens på 1 kHz), men endast när korrigeraren var ansluten till en högresistans (minst 220 kOhm) last [9] . Den mest använda inom lampteknik på 1960-talet var den aktiva inverterande filterkretsen på en enda EF86- pentod täckt av en frekvensberoende parallell [komm. 1] återkoppling [10] .

Transistorkretsar på 1960-talet och delvis på 1970-talet dominerades av den tvåstegs aktiva filterkretsen baserad på bipolära transistorer som fungerade i MA-läge , föreslog av Dinsdale 1965 [11] [12] [13] . Alla korrigerare av denna generation lät mediokra, och ibland bara dåliga; ingen av dem blev klassiska på det sätt som efterkrigsårens bästa exempel på effektförstärkare blev klassiker [14] . Otillräcklig förstärkningsmarginal för de "två" genererade en märkbar minskning av frekvenssvaret vid låga frekvenser, otillräcklig svänghastighet för utspänningen - en minskning och icke-linjära distorsioner vid höga frekvenser [15] [12] ; vid medelfrekvenser avvek frekvenssvaret märkbart från standarden på grund av felaktig beräkning av korrigeringskretsarna. Formgivarna på 1960-talet stod ut med dessa brister, eftersom den dåliga kvaliteten på chassit och tonearmarna hos dåvarande hushållsspelare gjorde eventuella förbättringar av korrektorerna meningslösa [14] .

På 1970-talet förändrades situationen. Nya högkvalitativa spelare kom in på massmarknaden, och det var utjämnarna på "tvåorna" som blev den svaga länken i reproduceringsvägen [13] . Till en början fokuserade formgivarna på att förbättra de traditionella "tvåorna"; När konsumentelektroniken övergick till bipolära effektförstärkare spreds gradvis en mer avancerad topologi med ett differentialsteg för ingången [16] [17] . De bästa diskreta transistorkretsarna på 1970-talet avvek från RIAA-standarden med bråkdelar av en decibel [18] vid ett signal-brusförhållande på 70 ... 74 dB (10 ... 20 dB bättre än basen "två" ) [16] .

Med introduktionen av prisvärda integrerade kretsar på marknaden har designen av korrektorer med aktiv filtrering blivit märkbart enklare [19] . De universella op-förstärkarna på 1970-talet var ännu inte lämpliga för kvalitetsljudförstärkning; istället för dem användes specialiserade lågbrusiga ULF-mikrokretsar med differentialingång i korrektorerna , till exempel TDA2310 och LM381 (analoger - K153UD2, K548UN1) [12] [20] [21] . Under första hälften av 1970-talet, under inflytande av John Linsley Hoods auktoritet , dominerade en relativt bullrig op-amp-krets i inverterande anslutning (med parallell återkoppling [komm. 1] ); efter att Walkers verk [22] publicerades 1972, kom gradvis en lågbrus, men mindre flexibel och mer komplex beräknings- och avstämningskrets på en op-amp i en icke-inverterande anslutning (med seriell återkoppling [komm. 1] ) . i förgrunden [23] . Signal-brusförhållandet förbättrades, och noggrannheten hos RIAA-kurvan som följde försämrades på grund av de frekvenssvarsförvrängningar som är specifika för denna krets vid höga frekvenser och den otillräckliga förstärkningsmarginalen för de då integrerade kretsarna [24] . Den matematiska apparaten för den exakta beräkningen av aktiva korrektorer av denna typ publicerades av Stanley Lipschitz först 1979 [25] [26] . Parallellt med filterkretsarna förbättrades också förstärkarstegens kretsar. På 1980-talet utvecklade designers många sofistikerade, högkvalitativa korrigeringskretsar baserade på diskreta bipolära transistorer och fälteffekttransistorer, men när op-amps med låg brus och låg distorsion kom in på marknaden förblev dessa tekniskt sofistikerade lösningar outsägna [27] .

I slutet av "vinylåldern", på 1980-talet, tog rörliga magnethuvuden över massmarknaden, och magnetiska huvuden med rörliga spole upptog det övre segmentet av marknaden [8] . Huvuden av denna typ, kända sedan 1930-talet [28] , kännetecknades av den bästa ljudkvaliteten, men förblev länge i skuggan på grund av sin extremt låga känslighet. Kretsdesignen på 1970- och 1980-talen tillät ännu inte skapandet av verkligt högkvalitativa, lågbrusiga signalförstärkningssteg, mätt i hundratals eller tiotals mikrovolt; step-up transformatorer var det huvudsakliga sättet att förstärka en sådan signal [29] . Alltransistorkorrigerare för MC-huvuden, som klarar sig utan ingångstransformatorer, spreds först efter publiceringen av en grundläggande artikel av Douglas Self i december 1987 [30] [komm. 2] .

Signalkällans egenskaper

Känslighet

I den första approximationen är magnethuvudets elektromotoriska kraft direkt proportionell mot hastigheten för den tvärgående förskjutningen av pickupnålen i hela området av ljudfrekvenser. Passkänslighetsvärden för olika huvuden, uttryckta i mV eller µV, anges vanligtvis för en nominell vibrationshastighet på 5 cm/s [komm. 3] ; för modeller producerade under 2000-talet sträcker sig känsligheten från 40 μV till 11 mV:

På grund av den lägre massan av det rörliga systemet än MM-huvudena, kännetecknas MS-huvudena av lägre icke-linjära distorsioner, bättre överföring av det dynamiska omfånget för den inspelade signalen och bättre separation av stereokanaler [8] [39] . Av samma anledning sträcker sig deras reproducerbara frekvensområde långt utanför ljudområdet, och deras högfrekventa resonanser är koncentrerade till frekvenser i storleksordningen 60 kHz [39] . Signalen som genereras av MS-huvudet innehåller en relativt stor andel av oönskade ultraljudsstörningar och brus, så system med MS-huvuden är mer benägna att överbelastningar och intermodulationsdistorsion , och ställer högre krav på kvaliteten på förförstärkaren-korrigeraren [39] .

Begränsningar

Standarder begränsar den maximala vibrationshastigheten för en långspelad inspelning till nivåer på 7, 10 eller 14 cm/s [komm. 4] , men i praktiken överträddes dessa gränser systematiskt, särskilt vid produktion av 12-tums singlar [35] . Enligt en Shure- studie är den absoluta maximala musiksignalen som någonsin spelats in på en kommersiell LP 38 cm/s vid 2 kHz; vid låga och höga frekvenser sjunker rekordnivåerna till 26 cm/s vid 400 Hz och 10 cm/s vid 20 kHz [41] . Den maximala rms -spänningsnivån , som designers av högkvalitativ utrustning styrs av, är 64 mV (40 cm/s vid en känslighet på 8 mV) [41] .

Den största risken för att överbelasta ett phono-steg genereras av klick - snabbt dämpade ultraljudsvibrationer från pickupnålen när den kolliderar med en oavsiktlig dammfläck eller en repa. Nålens momentana hastighet i ett klick når 63 cm/s (+22 dB till den nominella nivån 5 cm/s) [42] . Varaktigheten av klicket överstiger inte en millisekund, men överbelastningen eller avstängningen av förstärkarsteget som orsakas av det kan ta det ur det linjära läget under lång tid; återgången av kaskaden till det linjära läget åtföljs av dissonanta lågfrekventa övertoner [42] . Det är därför hushållsutrustning med låg överbelastningskapacitet framhäver och förvärrar defekterna i gamla, "avsågade" skivor, medan på högkvalitativ utrustning knappast samma defekter märks på gehör [43] [44] . En annan källa till överbelastning är infraljudsstörningar på grund av skevhet och excentricitet hos skivorna. Vid en standardrotationsfrekvens på 33⅓ rpm är frekvensen för grundtonen för denna störning 0,55 Hz, och den maximala störenergin är koncentrerad till intervallet 2–4 Hz [45] . Vid dessa frekvenser kan störningar enligt Holman och Self nå 35 mV (22 cm/s vid en känslighet på 8 mV) [45] . Med en ytterligare ökning av frekvensen sjunker vibrationshastigheten för interferensen kraftigt, men vid frekvenser på 10 ... 15 Hz är sannolikt en "pickup" på upp till +24 dB på grund av tonearmens resonans [ 45] .

Spela in egna ljud

Det finns ingen konsensus om det dynamiska omfånget och brusnivån för en grammofonskiva, både på grund av skillnader i mätnings- och datapresentationstekniker och på grund av variationen i kvaliteten på själva skivorna. Källor ger dynamiska omfångsvärden från 50 dB (1:316) för masskörningar av låg kvalitet till 80 dB (1:10 000) för exemplariska poster som klipps direkt av brännare (enligt Douglas Self är värdet på 80 dB säkert överskattat ) [44] .

Enligt Apollonova och Shumova, som betraktade den klassiska tekniken på 1960-talet, är ljudnivån för lackskivor som skärs av en brännare −63…-69 dB i förhållande till nivån 10 cm/s [46] . Nästa tekniska steg, tillverkningen av den ursprungliga metallskivan [komm. 5] , försämrar signal-brusförhållandet med 6 dB och stämplar serieposter - med ytterligare 4 dB [46] . Sålunda är ljudnivån för en seriell platta −53…-59 dB i förhållande till nivån 10 cm/s (−47…-53 dB i förhållande till nivån 5 cm/s). I den senare, mer avancerade DMM -tekniken skär inspelaren skivan i ett tunt lager av finkornig koppar avsatt på ett stålsubstrat [47] . Brusnivån för en kopparskiva, mätt vid utgången av referensuppspelningsbanan, är -70 ... -72 dBA i förhållande till nivån 8 cm/s [48] , och den beräknade brusnivån för själva inspelningen, utan att ta hänsyn till spelarens och korrigerarens "bidrag", är -72,5 …−75,5 dBA (de bästa värdena motsvarar en hastighet på 45 rpm, de sämsta - 33⅓ rpm) [49] . Korttidsstämpling av plåtar med DMM-teknik försämrar signal-brusförhållandet med 2...8 dB, till -62...-70 dBA [49] (-58...-66 dBA i förhållande till nivå på 5 cm/s).

Spectrum pre-emphasis

Alla LP-skivor som producerats sedan slutet av 1950-talet har spelats in och fortsätter att spelas in med RIAA -fördistorsion [50] . När du spelar en skiva återställer phonosteget signalens ursprungliga spektrum och utför en omvänd transformation. Standardfunktionen som beskriver denna omvandling är likvärdig med att ansluta tre första ordningens länkar i serie: en differentiator med en tidskonstant på 318 µs ( gränsfrekvens 500,5 Hz) och två lågpassfilter med tidskonstanter på 75 och 3180 µs (gränsfrekvenser ) 2122,1 och 50, 05 Hz) [51] . Vid en frekvens på 20 Hz är funktionens värde, normaliserat med avseende på mittfrekvensen 1 kHz, maximalt och uppgår till +19,274 dB (förstärkning med 9,198 gånger); med ökande frekvens minskar den monotont och når en frekvens på 20 kHz ett minimum av -19,62 dB (dämpning med en faktor på 9,572) [52] . Den komplexa formen på RIAA-kurvan är en kompromiss som är ett resultat av behovet av att pressa ut maximal möjlig ljudkvalitet ur den ofullkomliga tekniken för mekanisk inspelning [53] . Utanför ljudområdet är frekvenssvaret för korrektorer inte standardiserat, men för att minska distorsion i efterföljande delar av förstärkarbanan är det önskvärt att frekvenssvaret faller av både vid ultraljuds- och infraljudsfrekvenser.

1978 modifierade International Electrotechnical Commission (IEC) standarduppspelningsfrekvenssvaret genom att komplettera RIAA-kurvan med ett högpassfilter med en tidskonstant på 7950 µs. Som uttänkt av utvecklarna av standarden, var det nya filtret tänkt att undertrycka den oönskade passagen av infraljudsvibrationer när man spelar skeva skivor; en oundviklig konsekvens av IEC-korrigeringen var en hörbar lågfrekvent skärpa (-3 dB vid 20 Hz, −1 dB vid 40 Hz) [54] [55] . Både lyssnare och utrustningstillverkare tog nyheten med fientlighet. Under 2000-talet tillämpar den stora majoriteten av phono-scentillverkare inte IEC-korrigeringen, baserat på antagandet att det mekaniska mullret från en kvalitetsspelare är försumbart [54] . Om det är nödvändigt att reproducera skeva poster, om infraljudsbruset når en oacceptabel nivå, används omkopplingsbara filter av andra och högre ordningen [54] .

Internt motstånd

Det aktiva motståndet hos magnethuvudets lindning och dess känslighet är sammankopplade med ett ungefär linjärt förhållande: ju fler varv i lindningen, desto större EMF genereras av den [38] .

MS-huvudets aktiva resistans är från 1 ohm till 160 ohm, och den induktiva komponenten av dess totala resistans är försumbar och kräver ingen särskild uppmärksamhet [38] . Det optimala värdet på ingångsimpedansen för korrektorn för de flesta huvuden, förutom de mest högresistans, är 100 ohm; för högresistanshuvuden är en ingångsimpedans på 500 ohm att föredra [56] . Resistansen hos MS-huvudet bestämmer inte bara dess eget termiska brus , utan är också en viktig variabel som bestämmer bruset från ingångssteget på korrektorn och, som ett resultat, dess optimala kretsar.

Det aktiva motståndet för MM-huvudena är 430...1500 Ohm med en induktans på 330...720 mH för konventionella modeller och 800...1000 mH för DJ -modeller [57] . Vid höga frekvenser är impedansen induktiv och ökar i proportion till frekvensen; dessutom kan dess aktiva komponent öka märkbart på grund av förluster i den magnetiska kretsen [58] . Standardingångsimpedansen för MM-korrektorn enligt DIN 45547 är 47 kOhm och måste shuntas med en kapacitans på 50 ... 200 pF [59] . Denna kapacitans hos korrektorn, tillsammans med kapacitansen för anslutningstråden och huvudets induktans bildar en lågkvalitetskrets med en resonansfrekvens på 10 ... 20 kHz [57] . Exakt följsamhet till RIAA-kurvan innebär bland annat valet av optimal ingångskapacitans för det använda huvudet [60] ; Högkvalitativa kommersiella korrektorer tillhandahåller uppsättningar av användaromkopplingsbara ingångskondensatorer för detta ändamål [59] . Med en ökning av ingångskapacitansen minskar resonansfrekvensen, och amplitud-frekvenssvaret på den ökar [57] , men den övre gränsen för slingbandbredden på nivån -3 dB ändras något [61] . En alternativ lösning - vägran att använda ingångskapacitansen - gör det möjligt att förbättra signal-brusförhållandet med 1 ... 2 dB, men kräver ytterligare korrigering av frekvensförvrängningar som uppstår i ingångskretsen [62] . Finjustering av filter för ett specifikt huvud som används är endast möjligt under laboratorieförhållanden, därför används denna teknik inte i seriella korrigerare [62] . Av samma anledning har korrektorer där högfrekvenssektionen av RIAA-kurvan är implementerad direkt i ingångskretsen inte hittat tillämpning [63] .

Inbyggda pickup-ljud

Varje resistans i serie med signalkällan, inklusive resistansen för själva källan, introducerar sitt eget termiska brus i signalen . I ett fast ljudfrekvensband (20 Hz ... 20 kHz) är den termiska brusspänningen proportionell mot kvadratroten av resistansvärdet. RMS- spänning av termiskt brus vid ett motstånd på 1 kOhm i bandet 20...20000 Hz vid en temperatur på 300 K är 575 nV; vid ett motstånd på 100 kΩ ökar det med en faktor 10, upp till 5,75 μV, och så vidare [64] .

Det termiska bruset från magnethuvudets lindningar är ett grundläggande, omöjligt brus som bestämmer det maximalt uppnåbara dynamiska omfånget för reproduceringsvägen. Förhållandet mellan lindningsmotstånd och spänningar för den användbara signalen på dem är sådant att det termiska bruset från huvudet kan vara huvudkällan till brus för hela reproduktionsvägen (därför minskar forcerad kylning av korrektorn dess eget brus, men det gör det praktiskt taget påverkar inte signal-brusförhållandet för systemet som helhet [62] ). I system med lågresistans (1 ... 3 Ohm) MC-huvuden ger anslutningskablar också ett märkbart brusbidrag, speciellt ultratunna flexibla ledare som ansluter pickupen till spelarens utgångskontakt [65] [66] . Det beräknade förhållandet mellan den användbara signalen och det termiska bruset från lindningarna på MS-huvudena producerade under 2000-talet är från 64 till 91 dB [65] [komm. 6] (de sämsta siffrorna motsvarar en onormal kombination av låg känslighet och relativt hög resistans). Signal-brusförhållandet för MM-huvudena faller inom samma område, men dess korrekta beräkning är svår på grund av den övervägande induktiva karaktären hos det interna motståndet [65] .

Egenskaper, funktioner, blockscheman av korrektorer

Specifikationer

En phonoscen av hög kvalitet måste uppfylla en uppsättning svårmatchade krav [68] :

  • Låg egen ljudnivå;
  • Fullständig frånvaro av störningar från strömförsörjningen och effektiv dämpning av extern elektromagnetisk störning ;
  • Exakt överensstämmelse med standard RIAA-kurvan;
  • Tillräcklig överbelastningskapacitet både i ljudfrekvensområdet och utanför;
  • Låg nivå av icke-linjär distorsion;
  • Låg utgångsimpedans;
  • Konstantiteten för ingångsresistansen och ingångskapacitansen i hela ljudfrekvensområdet;
  • Låg känslighet för förändringar i komponenters egenskaper över tid;
  • Frånvaro eller effektiv undertryckning av mikrofoneffekten [68] .

Vissa av dessa krav är fundamentalt viktiga endast i speciella fall: ingångsresistansens konstantitet är nödvändig i system med MM-huvuden och är inte så viktig för MC-huvuden; mikrofoneffekten och en märkbar temporal drift av parametrarna är typiska för rörförstärkare (alla rör åldras och kräver förr eller senare utbyte), men inte för transistorer [14] . Krav på nivåerna av brus, störningar, icke-linjär distorsion och noggrannheten för att följa RIAA-kurvan är absolut obligatoriska för alla korrigerare. Tröskel, lägsta acceptabla värden för dessa indikatorer har inte formellt fastställts. De värden som anges i standarderna för hushållsutrustning på 1970- och 1980-talen är föråldrade och oacceptabla i utrustningen från 2000-talet. Till exempel tillät IEC-standarden (IEC 60098) , som har varit i kraft sedan 1964, den maximala avvikelsen av frekvenssvaret för en inspelning från RIAA-kurvan upp till ±2 dB [69] . Designers av 2000-talet begränsar som regel den maximala avvikelsen på nivån ±0,1 dB [70] , och vid beräkning av filter arbetar de med hundradelar av dB [71] .

Funktioner hos korrigerare för MS-huvuden

Kombinationen av svåra att matcha krav har gjort designen av högkvalitativa phono-steg, tillsammans med designen av mikrofonförstärkare , till den svåraste uppgiften i ljudförstärkarkretsar [3] . Det är tekniskt omöjligt att skapa en högkvalitativ universalförstärkare som är kompatibel med alla typer av magnethuvuden. Spridningen av huvudens känslighet och motstånd är för stor, och tvärtom är intervallen för optimala huvudresistanser för specifika kretslösningar för smala. Som ett resultat är den praktiska phono-korrigeringskretsen uppdelad i två delar: på den lägre nivån, relativt enkla MM-korrigeringskretsar; på den övre nivån, mer komplexa, mer krävande på beräkningen av lägen och valet av komponenter i MC:n korrigeringskrets. MS-korrigeraren kan göras i form av en helt separat, inkompatibel med MM-huvuden, förstärkningskanal, men i praktiken är konstruktioner baserade på MM-korrektorer vanligare [72] . Ytterligare signalförstärkning i dem implementeras på två sätt:

Högkvalitativa transformatorer för MC-huvuden - kompakta [komm. 7] , lätt att beräkna och billig att tillverka produkter [73] . När det gäller bandbredd, frekvenssvarslinjäritet och icke-linjär distorsion är sådana transformatorer inte sämre än transistorförstärkarsteg [74] . När det gäller brus vinner transformatorer med de lägsta motståndshuvudena, men för relativt högresistans MC-huvuden är transistorförstärkare att föredra [75] . Det finns inga universella transformatorer som är kompatibla med alla MS-huvuden: riktiga transformatorer är alltid optimerade för ett av de tre huvudimpedansunderområdena (1,5…10, 10…50 och 50…200 Ohm) [76] . Tvärtemot påståendena om orättvis reklam är transformatorer inte tysta: deras lindningar, som alla motstånd, genererar termiskt brus, vilket avsevärt kan försämra ljudnivån för hela reproduceringsvägen [77] . Fördelen med transformatorer framför transistorer ligger inte i det fiktiva "inget brus", utan i den relativt låga nivån av lågfrekvent flimmerbrus (1/f-brus) jämfört med termiskt brus och i enkelheten att implementera en brussäker balanserad anslutning av huvudet till korrektorn [78] [79] .

Hjälpfunktioner och enheter

Typiska förstärkarkorrigerare för 2000-talet är "svarta lådor" som endast implementerar funktionerna för signalförstärkning och frekvenskorrigering enligt RIAA-standarden. Växling mellan MM- och MC-konfigurationer, ingångskapacitansjustering och stegförstärkningskontroll, om detta tillhandahålls av designen, utförs vanligtvis av byglar på kortet . Endast ett fåtal tillverkare gör dessa justeringar operativa, placerade på baksidan ( Lehmannaudio ) eller framsidan ( Burmester ) av korrektorn. Smidig förstärkningskontroll hittades inte: denna funktion är tilldelad volymkontrollen på förförstärkaren, till vilken korrektorn är ansluten [81] .

Under den pre-digitala eran var korrekturläsare av hushållsutrustning ofta utrustade med omkopplingsbara "rumblefilter" - andra ordningens högpassfilter med en gränsfrekvens på 30 ... 40 Hz [82] . Sådana filter undertrycker inte bara oönskad infraljudsinterferens, utan introducerar också amplitud- och fasförvrängningar som är märkbara för örat; de används inte i 2000-talets utrustning [82] . Den bästa lösningen, ur synvinkeln av bevarandet av det ursprungliga signalspektrumet, är ett tredje ordningens Butterworth-filter enligt Sallen-Kee-schemat med en gränsfrekvens på 20 Hz [83] . Med den bästa dämpningen av infraljud (36 dB vid 5 Hz) ger den ett minimalt "bidrag" till den hörbara signalen som är omärklig för de flesta lyssnare [83] .

Professionella studiokorrekturläsare är funktionellt mer komplexa än de flesta hushållsapparater. Till exempel, i referenskorrigeraren MM Neumann PUE74, som vanligtvis fungerade i samband med SME 3012 tonearm och Shure V15V-huvudet, kompletterar fyra strukturella block [84] den grundläggande aktiva filterkretsen på op-amp ] . Vid filteringången ingår en kaskad med låg brus på bipolära transistorer som ger större delen av signalförstärkningen (28 ... 40 dB) och parallellt med den finns en fälteffekttransistorföljare [ komm. 8] som styr spänningen på ingångskabelns skärmfläta. Aktiv avskärmning minskar avsevärt passagen av common mode-brus till korrigeringången [85] . Ett hög-Q- avvisningsfilter som undertrycker infraljudsstörningar och en parametrisk utjämnare med ett lågfrekvent och två högfrekventa kontrollband är seriekopplade till utgången på ett aktivt RIAA-filter, byggt enligt en typisk op-amp-krets [86 ] . Dess uppgift är att finjustera frekvenssvaret från ända till ända för inspelningen, vilket bestämmer kvaliteten på att klippa originalskivan [86] .

Elementbas

Aktiva förstärkande element av korrektorer MM

För att uppnå ett acceptabelt signal-brusförhållande i högkvalitativ utrustning , kan ingångssteget för MM-korrektorn göras på en lågbrus bipolär transistor , på en fälteffekttransistor med en kontroll-pn-övergång , eller på en lågbrus operationsförstärkare (op-amp). Enligt oberoende mätningar 1984–2001 faller signal-brusförhållandet för högkvalitativa seriella MM-korrektorer baserade på op-förstärkare, bipolära och fälteffekttransistorer inom området 75–80 dBA, och signal-till- brusförhållandet för Neumann referensstudiokorrektorer beräknade med en jämförbar metod är 79 dBA [87] [komm. 9] . Använd i ingångsstegen för MIS-transistorer [88] [komm. 10] , op-amp med neutralisering av inströmmar [90] [komm. 11] är en operationsförstärkare med strömåterkoppling [91] oönskad på grund av högt brus.

Av vakuumrören tillhandahålls det bästa signal-brusförhållandet av indirekt uppvärmda trioder med låg brus och en hög lutning av anod-grid-karakteristiken [92] . Ju högre lutning, desto lägre är den teoretiskt uppnåbara brusspänningen, reducerad till stegets ingång [komm. 12] (i riktiga lampor kan denna indikator vara två eller flera gånger högre än den beräknade på grund av för mycket brus på grund av katodmaterialet och kvaliteten på produktionsprocessen [95] ). Det optimala lutningsvärdet är cirka 20 mA/V; dess ytterligare ökning (till exempel parallellkoppling av flera trioder) är opraktisk på grund av den proportionella tillväxten av anodströmmen och ingångskapacitansen för kaskaden [97] . Lågeffekttrioder med hög spänningsförstärkning ( 6SL7 , ECC83 , 12AX7 och deras analoger) är dåligt lämpade för de första stegen av korrektorer, både på grund av den låga lutningen och på grund av den höga (100 ... 200 pF) ingångskapacitansen, som kan överskrida de optimala kapacitansbelastningarna för det använda huvudet [98] . Direkt glödlampor är olämpliga på grund av låg lutning och stark mikrofoneffekt och pentoder i en vanlig pentodanslutning - på grund av en högre ljudnivå än trioder med samma lutning [99] . Tvärtom, pentoder i en triodkoppling är inte sämre i ljudnivå än trioder. Pentoder som utvecklades i slutet av lamptiden, till exempel 6Zh52P , har särskilt låga flimmerbrus , men alla lampor i dessa serier lider av mikrofoneffekten, hög ingångskapacitans och hög parameterspridning [100] . I de andra och efterföljande stegen är bruset från lampan eller transistorn inte så viktigt: kravet på låga icke-linjära distorsioner med tillräcklig överbelastningskapacitet kommer först [101] .

Med tanke på kretsens enkelhet, stabiliteten hos dess parametrar och deras reproducerbarhet i serieproduktion är det bästa valet för att bygga en MM-korrektor en lågbrus operationsförstärkare med spänningsåterkoppling. Tidigare användes specialiserade ULF-mikrokretsar med låg brus i stor utsträckning (till exempel LM381 och dess analoga K548UN1), men när försäljningen av ljudutrustning minskade avbröts de och designers återgick till att använda universella op-förstärkare [20] . De mest bekväma att använda är specialiserade ljudoperationsförstärkare med bipolära ingångssteg och ingångsförspänningsströmmar på högst 100 nA [102] . Op-amps som används i aktiva filter måste vara stabila vid enhetsförstärkning; i kretsar baserade på passiva filter kan okompenserade operationsförstärkare som är instabila vid unity gain också användas [102] . Under nästan trettio år [103] var det optimala valet, när det gäller kombinationen av egenskaper, den dubbla bipolära NE5532 op-förstärkaren och dess enda analog [komm. 13] NE5534 [105] . Signal-brusförhållandet för korrektorerna som använder NE5532 nådde 79 dBA ( NAD PP1, 1998) [106] . Koefficienten för icke-linjär distorsion ( KNI ) för denna op-förstärkare, beroende på omkopplingskretsen och signalnivån, sträcker sig från 0,0005 % till 0,0085 % [107] ; som jämförelse är KNI för en typisk K548UN1- korrigerare upp till 0,1 % [108] . 2007 ersattes NE5532 av en ny absolut ledare - LM4562, som överträffade sin föregångare i alla avseenden, med undantag för den spektrala tätheten för ingångsbrusströmmen [109] . För att minska brusnivån ansluts en lågbrusdifferentialkaskad på diskreta transistorer till op-förstärkarens ingång. För att minska icke-linjär distorsion, överförs utgångssteget för op-ampen till rent läge A genom att ansluta en mycket linjär emitterföljare till utgången på op-amp .

När det gäller överbelastningskapacitet ger vakuumrör den bästa överbelastningsmarginalen. Området för den linjärt förstärkta spänningen vid utgången av lampsteget är tiotals V och begränsas i praktiken endast av gränsvärdet för strömmen som levereras till lasten. Förstärkare baserade på diskreta transistorer kan också ha hög, på nivå med rörförstärkare, överbelastningskapacitet. Till exempel, i Technics SU9600 (1974) förförstärkarkorrigerare var den acceptabla inspänningsnivån vid en frekvens på 1 kHz 900 mV. För att göra detta ökade konstruktörerna utbudet av matningsspänningar till ganska "rör" 160 V, med en motsvarande hög strömförbrukning [110] . Nackdelen med den höga överbelastningskapaciteten hos rör- och "högspännings"-transistorkretsar är strömförsörjningens komplexitet och höga kostnad . Det är mycket enklare och billigare att tillhandahålla högkvalitativ ström till lågeffekts-, lågspänningskretsar på diskreta transistorer eller op-förstärkare.

Aktiva förstärkande element i MS-korrektorer

För MS-korrektorernas ingångssteg är bruset från op-förstärkare med låg brus, fälteffekttransistorer och vakuumtrioder oacceptabelt högt [112] . Transformatorlösa ingångssteg för MS-korrektorer är nästan obestridda byggda på bipolära transistorer med låg brus [75] . Det absoluta signal-brusförhållandet på 81 dBA delas av Linn och Burmester MS correctors , och för de flesta serieprodukter är signal-brusförhållandet, satt av bruset från det första steget, 65 ... 75 dBA [106] .

De bästa lågbrustransistorerna tillgängliga för designers från 2000-talet är låga, i storleksordningen 10 ohm [komm. 14] , basresistans och en strömförstärkningsfaktor på minst 500 [114] . Frekvensen under vilken flimmerbrus dominerar i bruset från transistorn bör vara så låg som möjligt (högst 500 Hz) [115] . I praktiken är valet begränsat till en liten uppsättning specialiserade instrument [116] ; Innan de släpptes använde seriella korrektorer parallellkopplingen av flera "vanliga" lågbrustransistorer med låg effekt, i amatördesigner - medelstora transistorer [117] .

Optimalt när det gäller signal-brus-förhållandet är ingångstransistorns kollektorström omvänt proportionell mot signalkällans resistans [118] . För MS-huvuden med låg resistans är valet av den optimala strömmen omöjligt (resistansen hos dessa huvuden är för låg jämfört med resistansen hos transistorns bas), så det är lämpligt att ansluta huvuden med ett motstånd under 20 Ohm till korrigeraren genom en step-up transformator [75] . För högresistans MS-huvuden är den optimala kollektorströmmen 100 µA eller mer; sådana huvuden är anslutna direkt till ingången på transistorsteget [75] . För MM-huvuden kompliceras valet av läge av att huvudets utgångsimpedans varierar över ett brett område med frekvens, från cirka 700 Ω till 20 kΩ [119] . På 1980-talet var det omöjligt att välja den optimala strömmen för detta motståndsområde (den beräknade strömmen visade sig vara oacceptabelt låg), så designers tvingades välja större, icke-optimala värden [120] . Vid användning av mer avancerade transistorer av en senare utveckling är de optimala strömmarna i storleksordningen 100 μA [121] .

Passiva komponenter

Valet av kondensatorer , motstånd och ledningar för avancerad utrustning  är ett kontroversiellt, kontroversiellt ämne, överbelastat med reklamlöften och subjektiva bedömningar [122] . Ur objektiva, instrumentellt reproducerbara datas synvinkel följer valet av komponenter ett antal enkla principer.

För att minska det termiska bruset hos motstånden genom vilka ljudsignalens växelström flyter, bör deras värden väljas så lågt som de valda aktiva enheterna tillåter [123] [124] [komm. 15] . För att reducera överdrivet brus från resistanser genom vilka likström flyter, är icke-linjära distorsioner och temperaturberoende , trådlindade [125] , bor-kol [126] och metallfilmsmotstånd [125] [126] att föredra (inklusive, med reservationer [komm. 16] , tunnfilmsmotstånd för ytmontering [128] ). Ju högre märkeffekt, desto lägre överskottsljud, allt annat lika [129] . Kol-, komposit-, metalloxidmotstånd (inklusive ytmonterade tjockfilmsmotstånd) är oacceptabla i högkvalitativ utrustning [130] .

I korrigeringskedjorna används högkvalitativ polystyren , polypropen , fluorplast (" Teflon ") och för små valörer - glimmerkondensatorer ; när det gäller initial noggrannhet och kapacitansstabilitet är polystyrenkondensatorer att föredra [131] [132] . Högkvalitativa lågvärde keramiska kondensatorer med låg TKE är lämpliga för högfrekventa op-amp korrigeringskretsar, och polyester ( polyetylentereftalat ) kondensatorer är oönskade på grund av relativt höga icke-linjära distorsioner [133] [132] . Elektrolytiska kondensatorer är oacceptabla i tidskretsar, oönskade vid ingången till det första steget av korrektorn, men kan användas som mellanstegskondensatorer, förutsatt att gränsfrekvensen för mellanstegs RC-filtret är mycket mindre än 20 Hz [134] [135] . Det inneboende bruset hos en elektrolytisk kondensator är minimalt när den konstanta spänningen som appliceras på plattorna är 20 ... 50 % av den nominella [134] .

Det bästa ledarmaterialet är vanlig elektrisk koppar [136] . Användningen av silver ger inga objektivt påtagliga fördelar [137] . Plätering av kopplingar med guld förbättrar deras motståndskraft mot korrosion , men är bara hållbara i sig när guldskiktet skiljs från kopparbasen med ett lager av nickel [138] . De flesta tillverkare applicerar guld direkt på kopparn, vilket snabbt resulterar i svärtning av "guldet" [139] .

RIAA Filter Circuitry

Frekvensutjämning enligt RIAA-standarden kan implementeras med både aktiva och passiva filter , och kombinationer av två typer av filter. Valet mellan aktiva och passiva filter bestäms först och främst av vilken typ av förstärkningsanordningar som väljs.

Passiva filter kräver högre signalförstärkningar än aktiva filter vid ingången till en frekvensberoende krets; de arbetar med högre signalspänningar och ställer därför större krav på förstärkarstegens överbelastningskapacitet. Till exempel, för att ge en typisk förstärkning på 40 dB vid 1 kHz för MM-utjämnare, måste den totala förstärkningen för stegen som betjänar det passiva filtret vara minst 60 dB över hela ljudfrekvensområdet [140] . Dessutom förutsätter noggrann återgivning av RIAA-kurvan med ett passivt filter att filtrets ingångsimpedans är tillräckligt stor och konstant över hela ljudfrekvensområdet (i detta fall kan den uppnåbara avvikelsen från standarden vara märkbart mindre än i ett aktivt filter som använder likvärdiga passiva komponenter [141] ). Dessa villkor uppfylls bäst av vakuumtrioder [ 140] .

Aktiva filter arbetar med mindre signalspänningar än passiva filter: den maximala signalspänningen vid någon punkt av det aktiva filtret är lika med dess utspänning. Därför är aktiva filter mindre mottagliga för överbelastning och kan implementeras på vilken elementbas som helst. Men trogen återgivning av RIAA-kurvan innebär en hög förstärkning med öppen loop; i praktiken uppfylls detta krav av det enda alternativet - en integrerad eller diskret operationsförstärkare , täckt av en frekvensberoende seriell negativ återkoppling .

Aktiva filter med parallell återkoppling är lättare att beräkna och mer motståndskraftiga mot "klick"-överbelastning, men används inte i högkvalitativ utrustning på grund av den höga ljudnivån [142] . När MM-huvudet är anslutet direkt till ingången på ett sådant filter, är brusnivån vid dess utgång högre än brusnivån vid utgången av ett filter med sekventiell återkoppling, med 13 ... 15 dB, i de lägre oktaverna av ljudomfånget överstiger skillnaden 30 dB [22] [142] . För örat uppfattas bruset från ett parallellt återkopplingsfilter som ett lågfrekvent brum, bruset från ett seriellt återkopplingsfilter uppfattas som ett tyst högfrekvent väsande [143] . Det enda sättet att minska bruset från ett parallellt återkopplingsfilter är att ansluta ett ytterligare lågimpedansförstärkningssteg mellan dess ingång och huvudanslutningarna [144] .

Aktivt filter med sekventiell återkoppling

En typisk billig, men samtidigt tillräckligt högkvalitativ MM-korrigerare är byggd på en enda lågbrus op-förstärkare med bipolära ingångar (A1), täckt av en frekvensberoende återkopplingskrets.

Den övre armen på OOS Z-kretsen, som bestämmer frekvenssvaret för korrigeraren i ljudfrekvensområdet, kan konstrueras på olika sätt. I praktiken används fyra konfigurationer (kedjor A, B, C och D enligt Lipschitz), varav kedja A är den mest utbredda [145] . Alla alternativ är elektriskt ekvivalenta, dock kan endast kretsarna A och D byggas på enstaka kondensatorer av E24-serien , medan krets A är lättare att beräkna [146] . Krets B är den svåraste vid beräkning och val av komponenter, men den användes också i stor utsträckning i seriella förstärkare på 1970 -talet [147] . Krets A är bekvämare än andra när man finjusterar frekvensgången, men i praktiken spelar det ingen roll. Exakt överensstämmelse med standarden säkerställs inte genom inställning, utan endast genom noggrannheten i beräkningen och valet av kapacitanser och resistanser [148] . För att frekvenssvaret för krets A ska avvika från den beräknade med högst 0,1 dB, bör de faktiska motståndsvärdena skilja sig från de beräknade med högst 2%, kapacitansvärdena - med högst än 0,8 ... 1,2 % [149] . En sådan noggrannhet är teoretiskt uppnåbar när man använder enstaka precisionskomponenter i E96-serien , och praktiskt taget endast med en uppsättning av R1 och R2 från flera parallellkopplade resistanser i E12- eller E24-serien [150] .

Resistansen R0 ställer in den maximala förstärkningen för det aktiva filtret och är inte direkt involverad i bildandet av frekvenssvaret. Termiskt brus R0 som appliceras direkt på op-förstärkarens inverterande ingång kan märkbart försämra signal-brusförhållandet för korrektorn, så värdet på R0 väljs så lågt som möjligt, i storleksordningen 200 Ω [151] . I praktiken är som regel en stor kondensator C0 seriekopplad med R0, vilket förhindrar förstärkning av infraljudsfrekvenser och DC-spänning. För att distorsionen av frekvenssvaret som introduceras av den inte ska överstiga 0,1 dB, bör gränsfrekvensen för R0C0-kretsen inte överstiga 3,3 Hz [152] . Användningen av R0C0-kretsen för att bilda den lågfrekventa grenen av RIAA-kurvan är oacceptabel på grund av märkbara icke-linjära förvrängningar som introduceras av elektrolytiska kondensatorer och en betydande spridning i deras värden [153] . Utgångskondensatorn Cout, företrädesvis polypropen, är nödvändig på grund av den betydande likspänning som uppstår vid utgången av op-amp [154] . I kretsar baserade på op-amps med stora, i storleksordningen flera hundra nA, ingångsströmmar, kan en ingångsisoleringskondensator också behövas för att blockera flödet av op-ampens inström genom huvudlindningarna [155] . Det är relevant att notera här att det finns en effekt av en minimiström genom den elektriska kontakten för att bibehålla anslutningen i det tillstånd som definieras av dess tekniska dokumentation [156] [157] ( länkar på engelska ). Därför kan närvaron av en konstant komponent i svaga signaler som har mekaniska anslutningar i vägen vara användbar (förutsatt att en liten likström inte leder till lindningsförspänning eller andra negativa effekter); eller så måste anslutningarna göras permanenta ( lödning , svetsning ).

Vid ultraljudsfrekvenser sluttar den ideala RIAA-kurvan monotont med en branthet på 20 dB per decennium, men i en grundläggande aktiv filterkrets faller förstärkningen aldrig under enhet [70] . I en typisk equalizer med en 1 kHz förstärkning på 35 dB är den beräknade frekvensen vid vilken filtret degenererar till en efterföljare 118 kHz [70] . Felet som denna nolla av överföringsfunktionen introducerar överstiger inte 0,1 dB inom ljudområdet och kräver därför ingen korrigering [70] . Om filterförstärkningen vid en frekvens på 1 kHz är 30 dB eller mindre, reduceras nollfrekvensen så mycket att frekvenssvarsavvikelsen blir märkbar auditivt [70] . För att kompensera för detta fel slås ett extra passivt första ordningens lågpassfilter (R3C3) på vid utgången av op-förstärkaren med en gränsfrekvens exakt lika med frekvensen för högfrekvensnoll, till exempel 63 kHz för Ku = 30 dB [152] .}

Aktivt-passivt filter baserat på aktivt filter

Ett antal kombinerade aktiv-passiva korrigeringskonfigurationer beskrivs i litteraturen, som skiljer sig åt i fördelningen av tidskonstanter för RIAA-kurvan mellan aktiva och passiva länkar. Den vanligaste [158] [159] konfigurationen upprepar den aktiva filterkretsen som diskuterats ovan med högfrekvent nollkompensation, med tre betydande förändringar:

Nackdelen med denna konfiguration (som med alla passiva kretsar) är behovet av mer förstärkning av högfrekventa och ultraljudskomponenter i insignalen [158] . Å ena sidan minskar detta överbelastningsmarginalen (med 18 dB vid en frekvens på 20 kHz, med 34 dB vid en frekvens på 100 kHz) [161] . Å andra sidan skärper detta kraven på hastigheten och marginalen för slingförstärkningen för op-förstärkaren, och skapar möjligheten för oacceptabelt höga olinjära och intermodulationsdistorsioner vid höga frekvenser [161] . Därför, i praktiska konstruktioner, reduceras förstärkningen av det aktiva filtret medvetet till 20...30 dB per 1 kHz, och de saknade 10...20 dB förstärkningen tillhandahålls av utgångssteget [162] .

Tvåstegs passivt filter

Den enklaste korrigeraren med rent passiv filtrering består av två förstärkningssteg baserade på trioder eller op-förstärkare, mellan vilka RC-kretsen för ett passivt RIAA-filter är ansluten [141] . I praktiken dominerar filter härledda från kedjorna B och C enligt Lipschitz [163] [164] (N1 och N2 enligt Young [141] ). I dessa konfigurationer sätts dämpningsskalan för signalen som förstärks av föregående steg av motståndet R1 "bortkopplat" från kärnan i RC-kretsen, medan åtminstone en av kapacitanserna alltid är ansluten till den gemensamma ledningen [163] [ 164] . I rörkorrektorer används en krets av C-typ nästan utan alternativ, vilket avsevärt förenklar beräkningen av filtret, korrigerat för lampornas Miller-kapacitanser och installationens parasitiska kapacitanser [164] . Förutom de angivna kapacitanserna beror frekvenssvaret för en verklig enhet också på utgångsimpedansen för det första steget och ingångsimpedansen för det andra steget. I op-amp-korrigerare påverkar dessa motstånd praktiskt taget inte noggrannheten för att följa standarden. I korrektorer baserade på trioder kan de inte försummas, och deras inflytande kompenseras genom att justera filtrets resistanser och kapacitanser [165] .

Fördelningen av den totala vinsten mellan de två stegen är ett problem som inte har en unik lösning. Ur synvinkel att minimera brus är det att föredra att koncentrera hela eller nästan hela förstärkningen (50…60 dB) i det första steget, men detta steg kommer oundvikligen att utsättas för överbelastning [166] . Ur överbelastningskapacitetssynpunkt är en ungefär lika stor fördelning av förstärkningen mellan stegen att föredra - till priset av en försämring av signalbrusförhållandet [166] . Både överbelastningar och brus hos sådana kretsar uppträder främst vid höga frekvenser [166] . På grund av oförmågan att optimera både bullernivån och överbelastningskapaciteten rekommenderar oberoende författare (Douglas Self [167] , Morgan Jones [164] ) inte användningen av en tvåstegskrets i vare sig transistor- eller rörkretsar; företag för ljudoperationsförstärkare ( Analog Devices [168] , Sonic Imagery [169] , Texas Instruments [170] ), tvärtom, föredrar det.

Trestegs passivt filter

I korrigerare av denna typ är frekvensfiltrering fördelad mellan två passiva RC-filter, varav ett implementerar en av de tre tidskonstanterna, det andra implementerar två tidskonstanter enligt RIAA-standarden. Minsta uppsättning aktiva steg som "betjänar" dessa kretsar består av två spänningsförstärkare och en utgångsspänningsföljare. Helst är alla komponenter i korrektorn sammankopplade direkt, utan användning av kopplingskondensatorer (en sådan lösning är tekniskt möjlig inte bara i transistor, utan också i lampkretsar, där i praktiken en trestegskrets används) [171] ; samtidigt förstärks förspänningen för den första op-förstärkaren med tiotals till hundratusentals gånger, och den kan inte längre försummas. Valet av integrerade operationsförstärkare, samtidigt med en låg förspänning och med bra ljudparametrar ( TO NI , överbelastningskapacitet, utspänningssvänghastighet), kommer att vara en ytterligare svårighet.

Precis som i fallet med aktiv-passiva korrigerare finns det många sätt att fördela tre tidskonstanter mellan två RC-kretsar, men endast en av dem är av praktisk betydelse [172] . I denna konfiguration kopplas ett enkelt RC-lågpassfilter med en tidskonstant på 75 µs på mellan det första och andra steget, och bildandet av lågfrekvensgrenen av frekvenssvaret med tidskonstanter på 3180 och 318 µs är tilldelas RC-kretsen ansluten mellan andra och tredje steget [172] . Sådana kretsar är minst mottagliga för överbelastningar vid höga frekvenser: ju "uppströms" lågpassfiltret är placerat, vilket bildar högfrekvensgrenen av frekvenssvaret, desto lägre är störspänningen vid ingångarna till det andra och tredje steget [165] . Och tvärtom, ju längre från ingången den bullriga RC-kretsen är placerad, som bildar den lågfrekventa grenen av frekvenssvaret, desto lägre är nivån på korrigerarens eget brus (brus "bidraget" från den enklaste låg- passfilter kan lätt reduceras till försumbara värden) [159] .

Balanskorrigeringsfilter

Alla tidigare filterkonfigurationer har antagit traditionell enfasig signalförstärkning. I fullt balanserade tvåfasförstärkningskanaler är passiv filtrering enklast implementerad i ett tvåstegs- eller trestegsschema. För att omvandla ett enfas asymmetriskt RC-filter till ett fullt balanserat räcker det att dela filtermotståndet i två halvor, mellan vilka filterkapacitansen är påslagen. Utgångsmotfasspänningar tas bort från plattorna för denna kapacitans [173] .

Kommentarer

  1. ↑ 1 2 3 Den parallella spänningsåterkopplingskretsen är kopplad till förstärkarens ingång parallellt med insignalen och shuntar direkt signalkällans inström (därav den engelska shuntfeedbacken ) . Den grundläggande nackdelen med ett parallellt OS är behovet av att inkludera en relativt stor motståndsinsignal i kretsen, vilket oundvikligen genererar termiskt brus . Kretsar med seriell spänningsåterkoppling, där återkopplingskretsens utgång är kopplad i serie med signalkällan, har inte denna nackdel.
  2. ↑ Douglas själv. Design av moving-coil förförstärkare // Electronics & Wireless World. - 1987. - Nr 12.
  3. ↑ I detta sammanhang spelar det ingen roll om vi pratar om momentana eller RMS-indikatorer. I båda fallen är spänningen direkt proportionell mot vibrationshastigheten
  4. ↑ Den första siffran hänvisar till stereoinspelningar enligt GOST 7893-72, den andra - till monofonisk enligt samma GOST, den tredje - till specifikationerna som antogs i Sovjetunionen 1978 [40] . Liknande industristandarder tillämpades också i västländer (varifrån utrustningen som användes i Sovjetunionen av Ortofon och Georg Neumann kom ifrån)
  5. ↑ Författarna anger inte om vi talar om det första originalet (negativt) eller det andra (positivt). När det gäller betydelse och förhållandet mellan siffror är detta det andra originalet (positivt)
  6. ↑ Oviktade värden i 20-20000 Hz-bandet. Användningen av ett viktfilter av typ A minskar de beräknade värdena med 4,4 dB [67]
  7. ↑ Längden och bredden på kärnan i en typisk MC-transformator är inte mer än 20 mm [73]
  8. ↑ Användningen av en bipolär transistor i denna roll skulle leda till en fördubbling av strömbruseffekten vid ingången till korrektorn. Strömbruset i fälteffekttransistorn är så litet att det praktiskt taget inte påverkar ljudvägens brus.
  9. ↑ Värdet på signal-brusförhållandet beror både på metoden för datapresentation (ovägt eller viktat brus, valet av en nominell nivå på 5, 8 eller 10 cm/s, etc.), och på impedansen för signalkällan. Siffror ges för ett standardmagnethuvudekvivalent med en impedans på 1 kΩ + 500 mH i förhållande till en nominell vibrationshastighet på 5 cm/s [87] .
  10. ↑ Kanalbruset för en MOS-transistor är jämförbart med kanalbruset för en pn-övergångstransistor, men dessutom kännetecknas MOS-transistorer av en oacceptabelt hög nivå av lågfrekvent flimmerbrus [89] . Under 2000-talet har situationen inte förändrats [88] .
  11. ↑ Lågbrus op-förstärkare med neutralisering av ingångsströmmar realiserar sina möjligheter endast när resistanserna för signalkällorna för båda op-amp-ingångarna är desamma. Med asymmetrin hos ingångskretsarna, oundviklig i korrektorer, ökar brusnivån för op-ampen avsevärt [90] .
  12. ↑ Det ekvivalenta motståndet för triodens intrarörsbrus (Resh) är omvänt proportionell mot brantheten hos dess anod-gallerkaraktäristik vid arbetspunkten. Till exempel är Resh för en triod med en transkonduktans på 12 mA/V ungefär 250 ohm [93] . En sådan triod brusar på samma sätt som en idealisk ljudlös enhet skulle göra buller, i vars ingångskrets en termisk brusgenerator ingår - ett extra motstånd på 250 Ω [93] . Brusdensiteten för en sådan triod reducerad till ingången är 2 nV / Hz, brusspänningen reducerad till ingången i bandet 20 ... 20000 Hz är 0,28 μV. Som jämförelse, för den lågbrusiga ljudpentoden EF86 (6Zh32P), är dessa beräknade indikatorer i normalläget 8 nV/ Hz och 1,14 μV [94] . Den faktiska brusspänningen för EF86 är enligt utvecklaren ( Mullard ) upp till 2,8 μV [95] . I lampsteg med resistanser ger också skottljud från anodbelastningar ett betydande bidrag [96] .
  13. ↑ NE5534 är en analog, men inte en exakt kopia av "halvan" av NE5532. NE5532 är stabil vid enhetsförstärkning; NE5534 utan extern korrigeringskapacitans är stabil endast vid en förstärkning på 3 eller mer [104]
  14. ↑ Det absoluta rekordet bland enstaka transistorer (Rb ≈ 2 Ohm), från 2010, tillhörde den utgående (och inte ersatt av någonting) transistorn 2SB737 [113] .
  15. ↑ Ett undantag är de parallella OS-kretsarna för aktiva filter kopplade direkt till högresistanshuvuden. Motståndet hos dessa kretsar borde tvärtom vara högt [22] . På grund av signal-brusförhållandet som är sämre än för alternativa konfigurationer, används aktiva filter med parallellt operativsystem praktiskt taget inte i moderna kretsar.
  16. ↑ Icke-linjära förvrängningar av tunnfilmschipresistorer är minimala vid stora storlekar (0805, 1206) och relativt låga resistanser (100 Ohm ... 7 kOhm). Med ett ökat motstånd och med en minskning i storlek ökar icke-linjära distorsioner markant [127] .

Anteckningar

  1. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 59, 62.
  2. ↑ Jones, 2003 , s. 548, 621. Båda värdena är RMS spänningsgräns.
  3. ↑ 12 Morgan , 2012 , sid. 646.
  4. ↑ Jung, 2005 , sid. 2005.
  5. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , sid. 56.
  6. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , sid. 57.
  7. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , sid. 61.
  8. ↑ 1 2 3 Hood, 1997 , sid. 206.
  9. ↑ 1 2 Manual för RCA-mottagningsrör. - RCA, 1966. - S. 25-17.
  10. ↑ Hood, 1997 , s. 203, 202 (fig. 10.3.a).
  11. ↑ Hood, 1997 , s. 204-205.
  12. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , sid. 184.
  13. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , sid. 77.
  14. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , sid. 520.
  15. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 77-78.
  16. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , sid. 79-81.
  17. ↑ Hood, 1997 , s. 205-206.
  18. ↑ Self, 2010 , sid. 187.
  19. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 82.
  20. ↑ 12 Hood , 1995 , sid. 127.
  21. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 82-83.
  22. ↑ 1 2 3 H. P. Walker. Lågbrusljudförstärkare // Wireless World. - 1972. - Nej maj. - S. 233-237.
  23. ↑ Howard, 2009 , sid. 2.
  24. ↑ Lipschitz, 1979 , sid. 2.
  25. ↑ Self, 2010 , sid. 175.
  26. ↑ Jones, 2003 , s. 599.
  27. ↑ Hood, 1997 , sid. 212.
  28. ↑ White och Louie, 2005 , sid. 487.
  29. ↑ Vogel, 2008 , sid. 183.
  30. ↑ Vogel, 2008 , s. 183-184.
  31. ↑ Self, 2014 , s. 214, 215.
  32. ↑ Vogel, 2008 , sid. 6.
  33. ↑ 1 2 Self, 2014 , s. 216, 245.
  34. ↑ Jones, 2003 , s. 548, 621.
  35. ↑ 1 2 Self, 2014 , sid. 211.
  36. ↑ Self, 2010 , sid. 207.
  37. ↑ Self, 2014 , s. 329, 330.
  38. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , sid. 329.
  39. ↑ 1 2 3 White och Louie, 2005 , sid. 61.
  40. ↑ Arshinov, V. Grammofonskivor. Statliga standarder // Radio. - 1977. - Nr 9 . - S. 42-44 .
  41. ↑ 1 2 Self, 2014 , sid. 212.
  42. ↑ 12 Jones , 2003 , sid. 521.
  43. ↑ Jones, 2003 , sid. 522.
  44. ↑ 1 2 Self, 2014 , sid. 207.
  45. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , sid. 208.
  46. ↑ 1 2 Apollonova och Shumova, 1978 , sid. 113-114.
  47. ↑ Vogel, 2008 , sid. 125.
  48. ↑ Vogel, 2008 , s. 126-127.
  49. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 139.
  50. ↑ Copeland, P. Manual of Analogue Sound Restoration Techniques  : [ arch. 22 december 2015 ]. - The British Library, 2008. - S. 148, 150.
  51. ↑ Vogel, 2008 , s. 11-12.
  52. ↑ Vogel, 2008 , s. 12-13.
  53. ↑ Galo, G. Disc Recording Equalization Demystified // ARSC Journal. - 1996. - S. 44-54.
  54. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , sid. 516.
  55. ↑ Self, 2010 , sid. 166.
  56. ↑ Self, 2014 , sid. 330.
  57. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , sid. 182.
  58. ↑ Self, 2014 , sid. 311.
  59. ↑ 1 2 Self, 2014 , sid. 256.
  60. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 61, 89-90.
  61. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 89.
  62. ↑ 1 2 3 Vogel, 2008 , sid. 169.
  63. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 90-91.
  64. ↑ Vogel, 2008 , sid. 22.
  65. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , sid. 331.
  66. ↑ Jones, 2003 , sid. 519.
  67. ↑ Self, 2014 , sid. 319.
  68. ↑ 12 Jones , 2003 , s. 520-523.
  69. ↑ Apollonova och Shumova, 1978 , sid. femtio.
  70. ↑ 1 2 3 4 5 Self, 2010 , sid. 169.
  71. ↑ Vogel, 2008 , kapitel 8. RIAA-nätverk.
  72. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 181.
  73. ↑ 1 2 Baxandall, 2013 , sid. 2,142.
  74. ↑ Vogel, 2008 , s. 107, 110.
  75. ↑ 1 2 3 4 Vogel, 2008 , sid. 44.
  76. ↑ Vogel, 2008 , sid. 107.
  77. ↑ Vogel, 2008 , sid. 106.
  78. ↑ Vogel, 2008 , sid. 190.
  79. ↑ Baxandall, 2013 , sid. 2,143.
  80. ↑ Vogel, 2008 , s. 144-146.
  81. ↑ Self, 2008 , sid. 163.
  82. ↑ 1 2 Self, 2008 , sid. 138.
  83. ↑ 1 2 Self, 2008 , s. 201-202.
  84. ↑ Vogel, 2008 , s. 127, 144, 145.
  85. ↑ Vogel, 2008 , sid. 144.
  86. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 144, 145.
  87. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 142.
  88. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 55.
  89. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 68.
  90. ↑ 1 2 Self, 2010 , sid. 97.
  91. ↑ Vogel, 2008 , sid. 86.
  92. ↑ Jones, 2003 , s. 536.
  93. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 72.
  94. ↑ Vogel, 2008 , sid. 74.
  95. ↑ 12 Jones , 2003 , sid. 534.
  96. ↑ Vogel, 2008 , sid. 76.
  97. ↑ Jones, 2003 , s. 534-536, 557.
  98. ↑ Jones, 2003 , s. 529, 537.
  99. ↑ Jones, 2003 , sid. 533-534, 536.
  100. ↑ Blencowe, 2016 , sid. 240.
  101. ↑ Jones, 2003 , sid. 561.
  102. ↑ 12 Jung , 2005 , sid. 438.
  103. ↑ Self, 2010 , sid. 123.
  104. ↑ Self, 2010 , sid. 98.
  105. ↑ Self, 2010 , s. 95, 115, 119.
  106. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 143.
  107. ↑ Self, 2010 , s. 104-106.
  108. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 84.
  109. ↑ Self, 2010 , s. 121-124.
  110. ↑ Self, 2010 , s. 187-186.
  111. ↑ 2SC2240 Ljudförstärkare med låg brustillämpningar (datablad) // Toshiba Datasheets. - 2003. - S. 4.
  112. ↑ Vogel, 2008 , s. 75-78.
  113. ↑ Self, 2010 , sid. tjugo.
  114. ↑ Vogel, 2008 , sid. 43.
  115. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 64.
  116. ↑ Vogel, 2008 , s. 44-48.
  117. ↑ Hood, 1997 , sid. 207.
  118. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 67, den sista formeln på sidan vid L=0.
  119. ↑ Vogel, 2008 , sid. 28.
  120. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 67-68.
  121. ↑ Vogel, 2008 , sid. 29.
  122. ↑ Self, 2010 , s. 33-34.
  123. ↑ Sukhov, 1985 , sid. 69.
  124. ↑ Self, 2010 , s. 170, 189.
  125. ↑ 1 2 Self, 2010 , sid. 46.
  126. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , sid. 76.
  127. ↑ Self, 2010 , sid. femtio.
  128. ↑ Self, 2010 , sid. 44.
  129. ↑ Self, 2010 , sid. 47.
  130. ↑ Self, 2010 , s. 42-47.
  131. ↑ Self, 2010 , sid. 55.
  132. ↑ 12 Jung , 2005 , sid. 435.
  133. ↑ Self, 2010 , s. 52, 55.
  134. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , sid. 76-77.
  135. ↑ Self, 2010 , s. 52, 60.
  136. ↑ Self, 2010 , sid. 35.
  137. ↑ Self, 2010 , sid. 34.
  138. ↑ Self, 2010 , s. 35, 36.
  139. ↑ Self, 2010 , sid. 36.
  140. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 228-229.
  141. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , sid. 443.
  142. ↑ 1 2 Self, 2010 , sid. 171.
  143. ↑ Hood, 1997 , sid. 201.
  144. ↑ Aleksenko, 1985 , sid. 218-219, fig. 7.12.
  145. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 4, 37.
  146. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 15, 16.
  147. ↑ Lipschitz, 1979 , sid. tjugo.
  148. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 17, 27.
  149. ↑ Self, 2010 , s. 175-178.
  150. ↑ Self, 2010 , s. 168, 178.
  151. ↑ Self, 2010 , s. 169, 170.
  152. ↑ 1 2 Self, 2010 , sid. 170.
  153. ↑ Self, 2010 , sid. 167.
  154. ↑ Jung, 2005 , sid. 438, 441.
  155. ↑ Jung, 2005 , sid. 441.
  156. ↑ allaboutcircuits.com . Hämtad 26 augusti 2017. Arkiverad från originalet 26 augusti 2017.
  157. ↑ Vätström - Wikipedia . Hämtad 26 augusti 2017. Arkiverad från originalet 19 augusti 2017.
  158. ↑ 1 2 Self, 2010 , sid. 172.
  159. ↑ 12 Vogel , 2008 , sid. 238.
  160. ↑ Vogel, 2008 , sid. 239.
  161. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , s. 172-174.
  162. ↑ Vogel, 2008 , s. 190, 240.
  163. ↑ 12 Hood , 1997 , sid. 203.
  164. ↑ 1 2 3 4 Jones, 2003 , sid. 525.
  165. ↑ 12 Jones , 2003 , sid. 527.
  166. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , sid. 445.
  167. ↑ Self, 2010 , sid. 174.
  168. ↑ Jung, 2005 , sid. 444.
  169. ↑ Richard Ian Doporto. Passivt utjämnad RIAA Phono Preamp  : [ arch. 16 januari 2017 ] // Sonic Imagery Labs. Anmärkningar om tillämpningar för professionella ljudprodukter. - 2013. - Nr AN-13 (mars).
  170. ↑ LME49860 44V Dual High Performance, High Fidelity Audio Operationsförstärkare  : [ arch. 16 januari 2017 ] // Texas Instruments. - 2007. - Nr SNAS389B (juni). — S. 2.
  171. ↑ Jones, 2003 , sid. 528.
  172. ↑ 12 Jones , 2003 , sid. 526.
  173. ↑ Vogel, 2008 , sid. 250.

Källor